光伏高效軟開關DC-DC變換器的數字化控制與實現

杜春水 張承慧 陳阿蓮 趙方德 肖維榮

（山東大學控制科學與工程學院 濟南 250061）

1 引言

目前，光伏并網發電已成為光伏利用的主要發展趨勢和相關技術研究的熱點[1]。由于光伏電池陣列最大功率輸出受光照強度、電池板溫度、各個串聯組件性能參數等因素的影響比較嚴重[2]，通常盡量減小電池板串聯數量，以降低光伏發電系統和功率開關器件的耐受電壓。為滿足光伏陣列最大功率點跟蹤控制和并網電壓需求，并網逆變器常帶有升壓環節。

非隔離型光伏并網逆變器漏電流對人身安全有較大的威脅[4-5]，因此對于大中功率等級的光伏并網逆變器要求有變壓器隔離。變壓器隔離型又可以分為高頻變壓器隔離和工頻變壓器隔離兩種。高頻變壓器隔離型并網逆變器克服了工頻隔離變壓器存在的體積龐大、耗材嚴重、價格昂貴等不足[4]，在單相低電壓中小功率光伏發電系統中應用較多。

近年來，各種全橋電路拓撲與PWM移相控制策略相結合的軟開關技術[6-11]，大幅提高了DC-DC變換器的效率和功率密度，廣泛應用于大功率低電壓輸出領域。為滿足大功率隔離型三相光伏并網逆變器直流側高輸入電壓（一般要達到 650V以上）要求，通常需要通過高頻變壓器升壓，然而高升壓比的二次電壓峰值對整流二極管耐壓要求非常苛刻。為此，文獻[9]給出了一種二次側串聯整流的電路拓撲，有效降低了對快速二極管的耐壓要求，但其CDD無源鉗位電路導致變壓器一次電流沖擊大。文獻[10]給出了一種輔助電感的降壓輸出電路拓撲，實現了全負載范圍功率開關器件的軟開關工作。

為滿足光伏并網隔離逆變器高電壓輸入和全負載范圍高效軟開關運行，本文提出了一種改進型全橋軟開關 DC-DC變換器，其高頻變壓器具有三個二次側，其中兩個升壓繞組用于串聯整流實現高電壓輸出；另一個降壓繞組接換流電感，解決了空載或者輕載情況下，超前臂換流難的問題，實現了全功率范圍內變換器的軟開關，顯著提高了變換器的效率。

為克服傳統的移相控制專用芯片（如UC3875，UC3879等）的控制精度和靈活性差等不足[11]，實現變換器的高頻化、數字化，設計了基于TMS320F2812的全橋移相PWM數字控制系統，簡化了外圍電路，提高了系統可靠性。

2 新型全橋DC-DC變換器系統結構

光伏升壓全橋軟開關變換器系統結構，包括主電路結構拓撲和控制系統。雙二次側整流串聯主電路拓撲如圖1所示，VT1和VT2為超前臂功率開關管，VT3和 VT4為滯后臂功率開關管，Ug1～Ug4為它們的驅動信號。VDT1～VDT4為開關管寄生的反并聯二極管。C1、C2為超前臂電容，C3、C4為滯后臂電容，其中C1=C2=Cr＞＞C3=C4。VD1～VD8為快速恢復二極管，Lf為輸出濾波電感，Co為輸出濾波電容，Cb為阻斷電容，Ls為飽和電感。

該拓撲與傳統的全橋逆變電路主要有以下幾點區別：①采用變壓器雙二次側整流串聯結構，滿足了后級三相并網逆變器高輸入電壓的要求，同時降低了二次側快恢復二極管耐壓等級；②在變壓器上增加了帶有線性電感Lc的換流繞組 T12，滿足了逆變器全負載范圍軟開關工作要求；③為克服傳統移相控制變換器中環路電流大，損耗嚴重的問題，在變壓器的一次側串聯了阻斷電容Cb，有利于提高變壓器的抗偏磁能力。

控制系統結構如圖 1所示，采用 TI公司TMS320F2812芯片作為主控制器，主要功能模塊包括：移相PWM的實現，A-D轉換，故障保護，鍵盤與液晶顯示。該系統首先將輸出電壓、電流信號經A-D模塊轉換成數字量，然后根據最大功率點跟蹤控制的需求，調節DSP產生的四路控制信號的開關時間和相位差，并利用脈沖變壓器驅動超前臂和滯后臂的功率開關器件。

圖1 全橋ZVZCS變換器結構Fig.1 Structure of FB-ZVZCS converter

控制系統中的欠電壓、過電壓、過電流、過熱等保護信號輸送給DSP的通用I/O口，以判斷其具體的故障類型，同時將這些保護輸出信號相與后連接到 PDPINTA引腳，以實現故障時硬件保護，快速關斷功率開關器件。由 CAN模塊實現與上位遠程數據通信；SCI通信模塊完成現場操作控制和液晶顯示。

3 新型全橋ZVZCS電路工作原理

經典的移相控制是通過調節超前臂和滯后臂導通脈寬相移，實現輸出功率調節，而超前臂和滯后臂脈沖寬度不調節[8,11]。本文給出了一種新的不對稱移相控制方案，它包括全橋式工作和半橋式工作兩種情況。

全橋式工作控制信號特點如圖2a所示：①超前臂和滯后臂開關管的開通時刻相同，而關斷時刻不同；②超前臂控制信號脈寬調制，而滯后臂控制信號保持最大脈寬不變。該種工作模式可滿足負載大范圍內功率調節需求。而半橋式工作控制信號如圖2b所示，超前臂已關斷，超前臂電容與滯后臂開關管組成半橋式結構，此時僅滯后臂控制信號脈寬調制，以實現輕載微功率調節。

圖2 非對稱移相PWM功率調節控制信號Fig.2 Asymmetrical Phase-shifted PWM power control signal

新型全橋軟開關逆變器的具體工作原理如下：設變壓器的一次與二次單繞組匝比為1:n（n＞1），與換流繞組的匝比為1:m（m＜1），換流電感量為Lo，開關周期為T，導通時間為Ton，則占空比D=Ton/T。為便于分析，假設：①所有器件均為理想器件；②阻斷電容值Cb＞＞Cr；③輸出側的兩個二次側整流電路器件參數一致，工作模態相同，分析時只考慮單個二次側整流電路情況。

在全橋逆變器一個開關周期中，變壓器正負半周期內電路的工作情況相同，現以正半周期為例說明，其主要工作波形如圖3所示。

圖3 主要工作原理波形Fig.3 Main waveforms

（1）[t1～t2]階段：VT1和VT4零電流導通。假設系統已經穩定工作，t1時刻：VT1和 VT4同時導通，變壓器一次和二次電流回路如圖4a所示。此時加在變壓器漏感、二次側折合到一次側的等效電感及飽和電感上的電壓值為(Vin+VCb)，一次電流從零開始增加。由于飽和電感對電流變化的抑制作用，開關器件 VT1、VT4為零電流開通。當電流超過達到飽和電感的飽和值時，飽和電感相當于短路，一次電流開始迅速線性增加。

在此階段，飽和電感為開關器件零電流開通提供了充分條件，同時也產生一點占空比損失。為減少占空比損失和勵磁損耗，通常選擇導磁率矩形性能好的鐵氧體材料作為飽和電感磁心。

在[t1～t2]期間：變壓器一次側串聯電容Cb的電壓由反向最大值正向增加。由于變壓器的一次電流ip較大，飽和電感Ls處于短路狀態，快恢復二極管VD1和VD4導通，換流電感電流從最大反向電流開始正向線性增加。換流電感電流為

式中，iLc(t1) 為負峰值電流。

設變壓器漏感為Ll1，則在變壓器的一次電壓作用下，線性增加的漏感電流為

式中，il1(t1) 為漏感的負峰值電流。

輸出濾波電感Lf較大，在一個開關周期中輸出電流Io近似恒值。因此，一次電流包括換流電感電流iLc、輸出電流Io的折算值以及變壓器漏感電流il1之和，即

阻斷電容電壓

式中，uCb(t1) 為其負峰值電壓。

變壓器一次電壓

（2）[t2～t3]階段：VT1零電壓關斷，VT4仍導通。如圖4b所示，在t2時刻，VT1開始關斷，變壓器的一次電流從VT1轉移到C1和C2支路，C1開始充電，電壓值從零開始線性上升，因此VT1為零電壓關斷；C2開始放電，其電壓線性下降。超前臂電容電壓的變化率與負載電流有關，負載電流越大，上升速度越快。為保證VT1零電壓關斷，需根據最大負載電流和開關管的關斷時間確定超前臂電容值。

快恢復二極管VD1和VD4仍然導通，輸出電流Io近似恒流。阻斷電容電壓vcb不斷升高，一次電流迅速地衰減，有效克服了傳統移相控制存在的環流損耗大的問題。阻斷電容Cb電壓為

超前臂并聯的諧振電容電壓

圖4 工作模態Fig.4 Working modes

（3）二極管VDT2續流，VT4關斷。如圖4d所示，超前臂電容C1的電壓經LrCe諧振很快上升到輸入電壓Uin，C2電壓下降到零。此后由二極管VDT2續流，飽和電感仍然飽和，VDT2-Cb-Lr-VT4形成回路。此時，變壓器一次側被短路，整流二極管VD1～VD4全部導通，為負載輸出電流提供通路。

在t3時刻，由于阻斷電容對一次電流的衰減作用，當電流降至零將要反向時，飽和電感退出飽和，一次側相當于開路，開關管VT4零電流關斷。

（4）[t3～t4]階段：開關管工作“死區”。在[t3～t4]期間，由于變壓器漏感和飽和電感的作用，變壓器的一次電流很小幾乎開路，阻斷電容電壓不變，快恢復整流二極管全部導通，變壓器一、二次電壓為零，換流電感的電流基本不變。

在下半個工作周期，首先VT2和VT3零電流開通，然后超前臂開關管VT2零電壓關斷，接著VT3零電流關斷，死區階段之后VT1和VT4同時零電流開通，其工作過程與上半周期相同。

（5）半橋式逆變工作模態。在負載輕載的情況下，超前臂開關管關斷。超前臂電容和滯后臂開關管組成半橋式電路，實現功率的微調。在半橋式工作模態下，由于飽和電感的電流開關作用和阻斷電容對一次電流的衰減作用，滯后臂開關器件仍為零電流開關。

由此可見，基于不對稱移相 PWM控制策略的改進型逆變器，能夠在全功率范圍內實現功率開關器件的軟開關。

4 數字化移相PWM生成方法

TMS320F2812是TI公司推出的32位數字信號處理器，專門為工業自動化、電力電子控制而設計，其處理能力可達到150MIPS。芯片內部包含兩個事件管理器EVA和EVB模塊，每個事件管理器包括2個通用定時器、3個全比較單元、8路PWM輸出和3個捕獲單元[12]。

4.1 利用DSP實現移相PWM波形的常用方法

目前，利用DSP實現移相PWM控制方法包括修改計數器初值法，硬件添加法。修改計數器初值法[13]，即先設T1CNT初值為x0，T3CNT初值設為0，通過控制算法計算移相角并根據移相角修改x0的值來實現移相控制，該方法需要利用兩個事件管理器。硬件添加法，主要有 DSP+CPLD法[14]和DSP+D觸發器法[15]，前者由 DSP產生兩路可以移相的脈沖信號，通過CPLD對相應的控制脈沖信號反相得到另兩路控制信號；后者采用DSP芯片和外加多個D觸發器產生移相脈沖信號。可見，硬件添加法需要添加更加復雜的電路，實現過程較麻煩。

4.2 利用定時器比較功能實現移相PWM

根據改進型軟開關逆變器的工作原理，本文給出了一種基于 TMS320F2812的不對稱移相控制方案，如圖5所示。

圖5 改進型變換器的移相PWM產生原理Fig.5 Principle of phase-shift PWM for the new converter

利用定時器比較中斷功能實現逆變器軟開關工作所需的四路移相PWM控制信號。首先選擇比較單元的互補輸出Ug1、Ug2作為超前臂的驅動信號，Ug3、Ug4作為滯后臂的驅動信號。然后設置通用定時器T1的計數方式為連續減計數模式，死區控制寄存器DBTCONA設定所需要的死區時間，周期寄存器裝入所需要PWM載波周期的值n0，COMCONA寄存器使能比較操作，使能完全比較器。在調制過程中n0保持不變，并設定CMPR1=n1，CMPR2=n2，在PWM周期中斷中，改變n1和n2值以調整PWM移相控制信號的占空比。

在忽略死區時間情況下，不對稱移相控制信號的具體實現方法如下：

（1）正常輸出功率范圍內。令寄存器CMPR2的值n2等于周期寄存器數值n0，即n2=n0。此時，滯后臂上下兩只功率器件互補導通。改變n1值（n1≤n0）可實現超前臂導通脈寬 0°～180°變化，從而實現輸出功率調節。當n1=n0時超前臂關斷；當n1=0時，超前臂上下兩個功率器件各導通180°，輸出功率達到最大。

（2）輸出功率由空載或輕載增加過程。首先，先令比較寄存器CMPR1的值等于周期寄存器的值，即n1=n0超前臂關斷，調節滯后臂寄存器的值n2從n0逐漸減小，滯后臂導通脈寬逐漸增加。當寄存器CMPR2的值n2= 0時，滯后臂脈寬達到最大。隨著輸出功率的增加，逐漸減少CMPR1的值n1，超前臂脈寬逐漸變寬，n1=0時達到最大導通脈寬。

（3）輸出功率由滿載或重載到空載減小過程。比較寄存器數值變化與過程（2）反方向變化。先增加CMPR1的值n1，當n1=n0后再增加CMPR2的值n2直到n2=n0，此時所有功率器件完全關斷。

由此可見，在實現不對稱四路移相 PWM信號產生過程中，只需一個事件管理器產生，而不需添加任何硬件，因而提高了系統可靠性。

圖6為PWM信號的脈沖變壓器驅動波形，開關頻率20kHz，死區時間t=4μs。

圖6 非對稱移相PWM驅動實驗波形Fig.6 Drive signal of asymmetrical phase-shift PWM

全橋模式工作的驅動信號如圖6a所示，Ug1和Ug2脈寬調制改變輸出功率，而Ug3和Ug4脈沖寬度為最大不變。半橋式工作的驅動信號如圖6b所示，Ug1和Ug2全為零電平，即超前臂已關斷；Ug3和Ug4脈寬調制改變輸出功率。

5 控制系統軟件設計

控制系統采用雙閉環數字PI控制算法，內環為電流環，外環為電壓環。如圖7所示，GV(s)為電壓PI調節器，GI(s)為電流 PI調節器，電壓外環輸出作為電流內環的參考基準，根據電流環調節器輸出改變 PWM占空比，實現了輸出直流電壓的連續調節。

圖7 控制算法結構圖Fig.7 Structure of control arithmetic

數字控制系統的程序模塊主要包括以下幾部分：主程序、周期中斷程序、比較中斷程序、捕獲中斷程序和鍵盤顯示程序，系統軟件結構見下表。

表 控制系統軟件結構Tab. Software structure of control system

6 實驗結果

全橋DC-DC變換器由三相 AC380V交流電經調壓整流后得到輸入電壓DC200～300V進行實驗。輸出電壓 DC600～700V連續可調，開關頻率20kHz，功率15kW。開關管VT1～VT4采用EUPEC公司的IGBT功率模塊型號為BSM200GB60DLC，快恢復整流二極管采用APT30D100K。

超前臂與滯后臂的軟開關工作波形如圖8a～8c所示，Ug1、Ug4分別超前臂和滯后臂驅動信號的電壓波形；ip為變壓器一次電流波形；Uce1、Uce4分別為超前臂和滯后臂功率器件電壓波形，Uo為輸出電壓波形；vcb為變壓器一次串聯阻斷電容電壓波形；iLc為換流電感的電流波形。

圖8 軟開關實驗波形及樣機Fig.8 Soft-switching experimental waveforms and the prototype

由圖8a可以看出，超前臂開關管VT1開通時刻電流為零，關斷時變壓器的一次電流給超前臂并聯的電容充電，電容的初始電壓為零，因此VT1為零電壓關斷。圖8b可以看出滯后臂開關管VT4開通和關斷時刻，變壓器的一次電流為零，因此滯后臂為零電流開關。圖 8c可以看出輕載時半橋式逆變工作模式下，滯后臂功率開關器件仍為零電流開通、零電流關斷。由于超前臂并聯的電容容量較小，變壓器的一次電流ip變化不大呈三角波。圖8d為系統試驗樣機圖。

7 結論

（1）本文針對三相光伏并網逆變直流側高輸入電壓需求，提出了一種高頻變壓器隔離雙二次整流串聯升壓、輔助繞組換流的全橋軟開關 DC-DC變換器，克服了工頻變壓器隔離升壓帶來耗材多、體積大、笨重等不足，提高了整機效率。

（2）提出了一種基于TMS320F2812的非對稱移相 PWM控制策略，詳細分析了不對稱移相控制情況下變換器的工作原理，給出了具體 PWM控制波形的產生方法，實現了全負載范圍變換器數字化軟開關控制。

（3）設計并制作了全橋軟開關逆變器原理樣機，工作效率高，運行可靠，具有良好的輸出功率調節能力。

（4）該變換器不僅用于光伏并網發電系統，還可以用于燃料電池、小型風力發電、電動汽車蓄電池供電以及回饋型電子負載等直流升壓場合。

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