一種新的多輸入全橋變換器

楊東升 阮新波 李 艷 劉福鑫

（南京航空航天大學(xué)航空電源重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室 南京 210016）

1 引言

隨著化石能源的大規(guī)模開采和利用，世界的能源形勢(shì)日益緊張，同時(shí)化石燃料燃燒時(shí)產(chǎn)生大量的廢氣，造成了嚴(yán)重的環(huán)境污染。由于可再生能源具有清潔無污染、資源儲(chǔ)量豐富、可循環(huán)利用等優(yōu)點(diǎn)，利用可再生能源發(fā)電是解決能源危機(jī)和環(huán)境污染問題的重要途徑。目前應(yīng)用較多的可再生能源發(fā)電形式有光伏發(fā)電、風(fēng)力發(fā)電、水力發(fā)電、地?zé)岚l(fā)電等等，但由于受氣候條件限制較大，其電力供應(yīng)不穩(wěn)定、不連續(xù)，因此需要將多種新能源發(fā)電形式結(jié)合起來組成新能源聯(lián)合供電系統(tǒng)[1]。

在傳統(tǒng)的新能源聯(lián)合供電系統(tǒng)中，每種能源形式通常需要一個(gè) DC-DC變換器，將各種能源變成直流輸出，并聯(lián)在公共的直流母線上，結(jié)構(gòu)較復(fù)雜，且成本較高[2]。為了簡化電路結(jié)構(gòu)，降低系統(tǒng)成本，可以用一個(gè)多輸入直流變換器（Multiple-Input Converter，MIC）代替多個(gè)單輸入直流變換器。MIC是將多個(gè)輸入源和單個(gè)負(fù)載連接在一起的變換器，它允許多個(gè)輸入源向單個(gè)負(fù)載供電，輸入源的性質(zhì)、幅值和特性可以相同，也可以不同，多個(gè)輸入源可以分別或同時(shí)向負(fù)載供電。

近年來，國內(nèi)外的學(xué)者已經(jīng)提出了一些MIC電路拓?fù)鋄3-11]。

通常多個(gè)幅值不等的電壓源是不能直接并聯(lián)的。文獻(xiàn)[3-4]提出將多個(gè)直流電壓源通過串聯(lián)的開關(guān)管并聯(lián)在一起的方法生成MIC電路拓?fù)洹Ｓ捎陔妷旱你Q位，此類電路拓?fù)渲荒芊謺r(shí)工作，即在任一瞬間只允許一路電壓源向負(fù)載傳送能量。為了克服上述電路分時(shí)工作的缺點(diǎn)，文獻(xiàn)[5-7]提出了一類新的電路拓?fù)洌祟愲娐穼⒍鄠€(gè)輸入源通過一個(gè)多一次側(cè)單二次側(cè)的變壓器連接在一起，由于變壓器的電壓鉗位作用，這里的輸入源必須為電壓源與大電感串聯(lián)組成的電流源，因此，在任一瞬間，多個(gè)輸入源既可以單獨(dú)向負(fù)載供電，也可以同時(shí)向負(fù)載供電。但是此類電路拓?fù)浯嬖谝韵氯秉c(diǎn)：電路結(jié)構(gòu)較復(fù)雜，元器件多；由于是電流型電路拓?fù)洌刂戚^復(fù)雜。對(duì)于不需要隔離的場合，文獻(xiàn)[8-9]提出了將多個(gè)直流電壓源串聯(lián)起來并在每個(gè)電壓源旁都并聯(lián)一條旁路支路的方法生成MIC電路拓?fù)洹４祟愲娐吠負(fù)浣Y(jié)構(gòu)簡單，屬于電壓型電路拓?fù)洌刂旗`活，并且在任一瞬間，多個(gè)輸入源既可以單獨(dú)又可同時(shí)向負(fù)載供電。

本文將提出一種新的MIC電路拓?fù)洌憾噍斎肴珮蜃儞Q器，其器件少，結(jié)構(gòu)簡單；由于是電壓型電路拓?fù)洌刂坪唵巍㈧`活、易實(shí)現(xiàn)；輸入源與負(fù)載之間具有電氣隔離，適用于大功率場合。

2 電路拓?fù)浞治?/h2>

圖1 基本的多輸入全橋變換器Fig.1 Basic multiple-input full bridge converter

圖 1給出了基本的多輸入全橋變換器的電路圖[10]，它包含多個(gè)全橋單元，其中每個(gè)全橋單元均由一個(gè)直流源與四個(gè)開關(guān)管及其反并聯(lián)二極管組成。輸出整流管 VDR1～VDR4組成整流橋，電感Lf和電容Cf組成輸出濾波器，RLd是負(fù)載。多個(gè)全橋單元的輸出串聯(lián)后接到隔離變壓器一次側(cè)。

圖2給出了該變換器的控制策略，每個(gè)全橋單元工作在移相控制方式。以 1#全橋單元為例，Q1和 Q2為 180°互補(bǔ)導(dǎo)通，Q3和 Q4也為 180°互補(bǔ)導(dǎo)通，Q1和Q2與 Q3和Q4移相工作，相對(duì)于 Q4和 Q3分別超前一個(gè)相位θ1。其橋臂中點(diǎn)輸出電壓vAB為脈寬可調(diào)的方波，其脈寬取決于移相角θ1。類似的，2#～N#全橋單元輸出電壓的脈寬分別由各自的移相角θ2～θN決定。

圖2 多移相控制策略Fig.2 Multiple phase-shift control strategy

以N#全橋單元的輸出電壓vEF為基準(zhǔn)，將1#到N-1#全橋單元的輸出電壓上升沿與vEF上升沿之間的相位差分別定義為θFB1、θFB2…θFBN-1。這些相位差不同，變壓器一次側(cè)電壓波形也不同。以其中1#和N#全橋單元為例，θFB1取不同值時(shí)，會(huì)出現(xiàn)兩種情況：①vAB和vEF的極性總是相同，或者其中一個(gè)為零，那么兩路輸入源的輸入電壓總是正向疊加，變換器傳輸最大功率。②vAB和vEF出現(xiàn)極性相反的情況，兩路輸入源輸入電壓正負(fù)抵消。為了避免電源電壓正負(fù)抵消，即在任意移相角的條件下，甚至θ1和θN為零時(shí)仍能滿足最大功率傳輸[11]，則θFB1必須為零。同理為了保證所有全橋單元之間都不發(fā)生電源電壓正負(fù)抵消的情況，θFB1、θFB2…θFBN-1必須都為零，即所有全橋單元的滯后橋臂開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)都是同步的。為方便闡述，以下僅以雙輸入為例，討論其工作原理和控制策略。

3 雙輸入全橋變換器

3.1 電路拓?fù)涞暮喕?/h3>

雙輸入全橋變換器存在兩個(gè)全橋單元，含有八只開關(guān)管，電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)復(fù)雜，成本高，需要對(duì)其進(jìn)行簡化以適合工程應(yīng)用。為方便分析，將雙輸入全橋變換器的電路重新繪制，如圖3所示。可以發(fā)現(xiàn)當(dāng)θFB1為零時(shí)，兩個(gè)全橋單元的滯后橋臂同步開關(guān)，即Q4和Q7、Q3和Q8分別同時(shí)開通、同時(shí)關(guān)斷。因此將其共用以簡化電路結(jié)構(gòu)。簡化后的電路結(jié)構(gòu)如圖4所示，這里畫出了各開關(guān)管的結(jié)電容和變壓器的漏感，即C1～C6分別為開關(guān)管 Q1～Q6的寄生電容，Lr為諧振電感，它包含了變壓器的一次側(cè)漏感。簡化后的電路，開關(guān)管可以減少兩只，控制電路更簡單。

圖3 變形后的基本雙輸入全橋變換器Fig.3 Basic double-input full bridge converter with appropriate circuit configuration

圖4 簡化的雙輸入全橋變換器Fig.4 Simplified double-input full bridge converter

雙輸入全橋變換器既可工作在雙路源向負(fù)載供電情況，也可以單路源獨(dú)立向負(fù)載供電。本節(jié)將詳細(xì)分析該變換器在兩種模式下的工作原理。在分析之前作以下假設(shè)：

（1）所有開關(guān)管、二極管電感、電容和變壓器均為理想元器件。

（2）C1=C2=C5=C6=Clead，C3=C4=Clag。

（3）輸出濾波電感Lf=Lr/K2，K是變壓器一、二次側(cè)電壓比。

3.2 雙路源同時(shí)向負(fù)載供電

圖5給出了該變換器在雙路源同時(shí)向負(fù)載供電時(shí)的主要波形。在此模式下，一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)有16個(gè)開關(guān)模態(tài)，其等效電路如圖6所示。下面分析不同開關(guān)模態(tài)下的電路工作情況。

圖5 雙路源同時(shí)供電時(shí)的主要波形Fig.5 Key waveforms of the converter when double input sources power the load

（1）開關(guān)模態(tài)0 [t0時(shí)刻之前] (見圖6a)：t0時(shí)刻之前，開關(guān)管Q1、Q4和Q5導(dǎo)通，兩路輸入源串聯(lián)向負(fù)載供電。一次電流ip流經(jīng)1#輸入源、Q1、諧振電感Lr、變壓器一次繞組、Q5、2#輸入源和Q4，二次側(cè)整流管VDR1和VDR4導(dǎo)通，一次側(cè)向二次側(cè)提供能量。變壓器一次電流ip等于折算到一次側(cè)的濾波電感電流。ip線性上升，到t0時(shí)刻，ip上升到I1。

（2）開關(guān)模態(tài)1 [t0,t1] (見圖6b)：t0時(shí)刻關(guān)斷Q5，ip從Q5轉(zhuǎn)移至C5、C6支路中，給C5充電，給C6放電。由于C5和C6的存在，Q5近似為零電壓關(guān)斷。在此期間，由于諧振電感Lr與輸出濾波電感Lf是互相串聯(lián)的，而且Lf很大，iLf基本保持不變，又由于ip等于折算到一次側(cè)的濾波電感電流，因此ip基本不變，為I1。C5上的電壓線性上升，C6上的電壓線性下降。

圖6 雙路源同時(shí)供電時(shí)各種開關(guān)模態(tài)的等效電路Fig.6 Equivalent circuits of switching mode when double input sources power the load

在t1時(shí)刻，C5上的電壓升至Vin2，C6上的電壓降至零，VD6自然導(dǎo)通，該時(shí)段持續(xù)時(shí)間t01為

（3）開關(guān)模態(tài)2 [t1,t2] (見圖6c)：VD6導(dǎo)通后，將 Q6的電壓鉗在零位，此時(shí)可以零電壓開通 Q6。Q6開通后，1#輸入源單獨(dú)向負(fù)載供電。若Vo＜Vin1/K，ip線性上升，若Vo＞Vin1/K，ip線性下降。圖中以ip線性上升為例，到t2時(shí)刻，ip上升到I2。

（4）開關(guān)模態(tài)3 [t2,t3] (見圖6d)：在t2時(shí)刻，關(guān)斷Q1，ip從Q1轉(zhuǎn)移至C1、C2支路中，給C1充電，給C2放電。由于C1和C2的存在，Q1近似為零電壓關(guān)斷。由于Lr與Lf是互相串聯(lián)的，而Lf很大，其電流基本保持不變，因此ip基本不變。C1上的電壓線性上升，C2上的電壓線性下降。

在t3時(shí)刻，C1上的電壓升至Vin1，C2上的電壓降至零，VD2自然導(dǎo)通，該時(shí)段持續(xù)時(shí)間t23為

（5）開關(guān)模態(tài)4 [t3,t4] (見圖6e)：VD2導(dǎo)通后，將 Q2的電壓鉗在零位，此時(shí)可以零電壓開通 Q2。Q2開通后，兩路輸入源均不接入電路，變換器工作在續(xù)流狀態(tài)。在這段時(shí)間里，ip等于折算到一次側(cè)的濾波電感電流。在t4時(shí)刻，ip下降到I3。

（6）開關(guān)模態(tài)5 [t4,t5] (見圖6f)：在t4時(shí)刻，關(guān)斷 Q4，ip給C4充電，同時(shí)通過兩路輸入源Vin1和Vin2給C3放電。由于有C3和C4的存在，Q4近似為零電壓關(guān)斷。此時(shí)vAB=-vC4，vAB的極性由零變?yōu)樨?fù)值，變壓器二次繞組電動(dòng)勢(shì)有下正上負(fù)的趨勢(shì)，使 VDR2和 VDR3導(dǎo)通。由于四只整流二極管同時(shí)導(dǎo)通，變壓器二次繞組電壓為零，一次繞組電壓也為零，vAB全部加在Lr上。因此這時(shí)Lr和C3、C4諧振工作。

到t5時(shí)刻，C4上的電壓上升至Vin1+Vin2，C3上的電壓下降到零，VD3自然導(dǎo)通，該模態(tài)持續(xù)時(shí)間t45為

（7）開關(guān)模態(tài)6 [t5,t6] (見圖6g)：t5時(shí)刻，VD3導(dǎo)通，將Q3兩端的電壓鉗位在零，此時(shí)可以零電壓開通Q3。在此時(shí)段中，二次側(cè)四只整流二極管依舊同時(shí)導(dǎo)通，變壓器二次繞組和一次繞組電壓均為零，這樣Vin1+Vin2加在Lr上，ip線性下降。

到t6時(shí)刻，ip下降到零，VD2、VD3和 VD6自然關(guān)斷。

（8）開關(guān)模態(tài)7 [t6,t7] (見圖6h)：t6時(shí)刻，一次電流ip由正值過零，且向負(fù)方向線性增加，流經(jīng)Q2、Q3和Q6。由于此時(shí)ip仍不足以提供負(fù)載電流，二次側(cè)整流管依舊同時(shí)導(dǎo)通。加在Lr上的電壓為Vin1+Vin2，ip反向線性增加。

在t7時(shí)刻，ip達(dá)到折算到一次側(cè)的負(fù)載電流–ILf(t7)/K，VDR1和 VDR4關(guān)斷，負(fù)載電流全部流過VDR2和 VDR3。

（9）開關(guān)模態(tài)8 [t7,t8] (見圖6i)：在這段時(shí)間里，兩路輸入源串聯(lián)向負(fù)載供電。t8時(shí)刻關(guān)斷Q6，變換器開始另半個(gè)周期的工作，其工作情況與上述的半個(gè)周期類似，不再贅述。

3.3 單路源單獨(dú)向負(fù)載供電

圖7給出了該變換器單路源單獨(dú)向負(fù)載供電時(shí)的主要工作波形。在此模式下，電路存在14個(gè)開關(guān)模態(tài)，其中[t0，t2]時(shí)段、[t5，t8]時(shí)段的工作情況與雙路源同時(shí)向負(fù)載供電時(shí)的[t2，t4]時(shí)段、[t6，t9]時(shí)段相似，這里不再重復(fù)。下面分析[t2，t5]時(shí)段的工作原理，圖8給出了該時(shí)段各開關(guān)模態(tài)的等效電路。

圖7 單路源單獨(dú)供電時(shí)的主要波形Fig.7 Key waveforms of the converter when one source powers the load

圖8 單路源供電時(shí)各種開關(guān)模態(tài)的等效電路Fig.8 Equivalent circuits of switching mode when one source powers the load

（1）開關(guān)模態(tài)3 [t2,t3] (見圖8a)：在t2時(shí)刻，同時(shí)關(guān)斷Q4和Q6，由于ip從VD6中流過，因此Q6為零電壓關(guān)斷。同時(shí)ip給C4充電，并通過兩路輸入源Vin1和Vin2給C3放電。由于有C3和C4的存在，Q4近似為零電壓關(guān)斷，并且此時(shí)vAB=-vC4，vAB的極性由零變?yōu)樨?fù)值，變壓器二次繞組電動(dòng)勢(shì)有下正上負(fù)的趨勢(shì)，使VDR2和VDR3導(dǎo)通，由于四只整流二極管同時(shí)導(dǎo)通，變壓器二次繞組電壓為零，一次繞組電壓也為零，vAB全部加在Lr上。因此這時(shí)Lr和C3、C4在諧振工作。

到t3時(shí)刻，C4上的電壓上升至Vin1+Vin2，C3上的電壓下降到零，VD3自然導(dǎo)通，該模態(tài)持續(xù)時(shí)間t23為

（2）開關(guān)模態(tài)4 [t3,t4] (見圖8b)：t3時(shí)刻，VD3導(dǎo)通，將Q3兩端的電壓鉗位在零，此時(shí)可以零電壓開通Q3。在此時(shí)段中，二次側(cè)四只整流二極管依舊同時(shí)導(dǎo)通，變壓器二次繞組和一次繞組電壓均為零，這樣Vin1+Vin2加在Lr上，ip線性下降。

（3）開關(guān)模態(tài)5[t4,t5] (見圖8c)：在t4時(shí)刻，同時(shí)開通Q3和Q5，由于VD3的鉗位作用，Q3為零電壓開通。但是Q5開通前，其兩端的電壓仍為Vin2，因此為硬開通。在此時(shí)段中，這樣Vin1單獨(dú)加在Lr上，ip線性下降。

到t5時(shí)刻，ip下降到零，VD2和VD3自然關(guān)斷。

4 變換器的特性

4.1 開關(guān)管的電壓應(yīng)力和電流應(yīng)力

從上面的分析可知，雙輸入全橋變換器的三個(gè)橋臂的電壓應(yīng)力各不相同。1#橋臂開關(guān)管 Q1和 Q2的電壓應(yīng)力為 1#源的輸入電壓Vin1；3#橋臂開關(guān)管Q5和Q6的電壓應(yīng)力為2#源的輸入電壓Vin2；而公共滯后橋臂開關(guān)管Q3和Q4的電壓應(yīng)力兩路輸入源的輸入電壓之和Vin1+Vin2；Q1～Q6電流應(yīng)力相同，均為Io/K。

4.2 開關(guān)管實(shí)現(xiàn)ZVS的條件

4.2.1超前橋臂

在超前管的開關(guān)過程中，輸出濾波電感與一次側(cè)漏感相互串聯(lián)，用來實(shí)現(xiàn)ZVS的能量來自輸出濾波電感和一次側(cè)漏感。輸出濾波電感一般較大，因此其能量足以保證超前管在寬負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)ZVS。

4.2.2公共滯后橋臂

在滯后管Q3和 Q4的開關(guān)過程中，二次側(cè)的整流二極管全部導(dǎo)通，輸出濾波電感電流不能反射到一次側(cè)，因此輸出濾波電感的能量不能用于實(shí)現(xiàn)ZVS，只能依靠一次側(cè)諧振電感的能量。為了實(shí)現(xiàn)滯后管的ZVS，雙路源同時(shí)供電時(shí)必須滿足

當(dāng)?shù)趇路輸入源單獨(dú)向負(fù)載供電時(shí)，需要滿足

式中，I是滯后橋臂開關(guān)管關(guān)斷時(shí)一次電流的大小。由于諧振電感比折算到一次側(cè)的輸出濾波電感要小得多，因此滯后管實(shí)現(xiàn)ZVS相對(duì)困難。

4.3 占空比丟失

雙路源同時(shí)供電時(shí)，在[t4，t7]和[t12，t15]時(shí)段，雖然一次側(cè)有正（或負(fù)）電壓方波，但是一次電流不足以提供負(fù)載電流，因此二次側(cè)整流后的電壓依然為零（見圖5），這樣二次電壓就丟失了這部分時(shí)間的電壓。這部分與開關(guān)周期Ts/2的比值就是二次側(cè)占空比丟失Dloss。

考慮到[t4，t5]時(shí)間段很短，可以忽略，同時(shí)認(rèn)為該時(shí)段中ip近似不變，可以得到

同理，在第i#輸入源單獨(dú)供電時(shí)，二次側(cè)丟失了[t2，t6]和[t9，t13]時(shí)段的電壓（見圖 7），由于[t2，t3]時(shí)段，可以忽略，且認(rèn)為在這段時(shí)間內(nèi)ip近似不變，可以推導(dǎo)出占空比丟失為

4.4 輸入輸出關(guān)系

假設(shè)兩路源對(duì)應(yīng)的移相角分別為θ1和θ2，則對(duì)應(yīng)的一次側(cè)占空比分別為Dp1=(π-θ1)/2π，Dp2=(π-θ2)/2π。考慮到占空比丟失后，二次側(cè)的占空比，即有效占空比分別為：Dy1=Dp1-Dloss，Dy2=Dp2-Dloss。由圖2給出的控制策略可知，輸出電壓Vo為

假設(shè)電感足夠大，電感電流可以看成一個(gè)直流電流，即負(fù)載電流Io，則Iin1和Iin2分別為

5 能量管理

在MIC中，由于存在多個(gè)輸入源及相應(yīng)的開關(guān)管，因此可以對(duì)多個(gè)占空比進(jìn)行控制，換言之，即存在多個(gè)控制自由度，這就為多個(gè)輸入源的能量管理提供了可能性。那么多輸入直流變換器的控制策略需要實(shí)現(xiàn)兩大功能：①保證輸出電壓穩(wěn)定；②實(shí)現(xiàn)多個(gè)輸入源的功率分配。

以雙輸入直流變換器為例，通過控制其中一路的輸入電流即可控制該輸入源的輸入功率。在氫-光聯(lián)合供電系統(tǒng)中，需要優(yōu)先利用太陽能電池的能量，因此可以將太陽能電池作為主供電設(shè)備（1#輸入源），燃料電池為后備能源供電設(shè)備（2#輸入源）。本文采用主從控制方式分配兩路輸入源的輸入功率[12]，因此，負(fù)載所需功率盡可能由1#輸入源提供，剩余功率由2#輸入源提供。

圖 9給出了雙輸入全橋直流變換器的控制框圖，它由1#源輸入電流閉環(huán)和輸出電壓閉環(huán)組成。該變換器存在以下兩種工作模式，各種模式的控制框圖如圖10所示。

圖9 控制系統(tǒng)框圖Fig.9 Block diagrams of the control circuit

圖10 兩種工作模態(tài)的控制框圖Fig.10 Block diagrams of the two operation modes

6 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證雙輸入全橋變換器的工作原理，在實(shí)驗(yàn)室完成了一臺(tái)800W的原理樣機(jī)，實(shí)驗(yàn)所用數(shù)據(jù)為：輸入電壓范圍：Vin1=110～130V；Vin2=80～100V；輸出電壓：Vo=48V；額定輸出電流：Io=17A；1#輸入電流參考值：3.4A（提供 50%的額定輸出功率）；變壓器一、二次側(cè)電壓比：K=6:4；一次側(cè)漏感：Llk=0.4μH；諧振電感：Lr=1.4μH；輸出濾波電感：Lf=36.2μH；輸出濾波電容：Cf= 470μF；超前管（Q1、Q2、Q5、Q6）：IXTH35N30（35A/300V）；滯后管（Q3、Q4）：IPW60R045CP（62A/650V）；二極管（VDR1～VDR4）：DESI30-03A（30A/300V）；開關(guān)頻率：fs=100kHz。

圖11給出了額定輸入電壓分別為Vin1= 120V，Vin2= 90V時(shí)AB間電壓、一次電流ip和輸出整流電壓vrect的實(shí)驗(yàn)波形。其中圖11a為輸出電流Io= 17A（滿載）的實(shí)驗(yàn)波形，此時(shí)兩路輸入源同時(shí)向負(fù)載供電，調(diào)節(jié)兩個(gè)移相角θ1和θ2使得1#源輸入電流穩(wěn)定在3.4A，同時(shí)保持輸出電壓的穩(wěn)定。圖11b為輸出電流Io= 6.7A（40%負(fù)載）的實(shí)驗(yàn)波形，此時(shí)負(fù)載所需的功率小于 1#源提供的額定功率，2#源調(diào)節(jié)其移相角θ2為180°，使其輸入電流為0，退出工作；1#源調(diào)節(jié)移相角θ1使得輸出電壓穩(wěn)定，單獨(dú)向負(fù)載供電。驗(yàn)證了能量管理的正確性。

圖11 Vin1 = 120 V，Vin2 = 90V時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形Fig.11 The experimental waveforms at Vin1= 120V, Vin2=90V

圖 12給出了滿載時(shí)，兩路源同時(shí)工作情況下Q1、Q3、Q5的驅(qū)動(dòng)電壓vGS、漏源電壓vDS和漏極電流iD的波形。可見所有的開關(guān)管都實(shí)現(xiàn)了ZVS，并且Q1的電壓應(yīng)力為Vin1；Q5的電壓應(yīng)力為Vin2；Q3的電壓應(yīng)力為Vin1+Vin2。

圖13給出了40%負(fù)載時(shí)，1#源單獨(dú)工作時(shí)Q1、Q3、Q5的驅(qū)動(dòng)電壓vGS、漏源電壓vDS和漏極電流iD的波形。其中開關(guān)管 Q1、Q3依然實(shí)現(xiàn)了 ZVS，在單路源工作時(shí)，開關(guān)管Q5開通前其結(jié)電容的電荷無法轉(zhuǎn)移，為硬開關(guān)，與理論分析一致。

圖12 Vin1 = 120V，Vin2 = 90V，滿載時(shí)各開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)電壓vGS、漏源電壓vDS和漏極電流iD波形Fig.12 The waveforms at of vGS, vDS and iD at full load and Vin1 = 120V，Vin2= 90V

圖13 Vin1=120V，Vin2 =90V，輕載時(shí)各開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)電壓vGS、漏源電壓vDS和漏極電流iD波形Fig.13 The waveforms at of vGS, vDS and iD at light load and Vin1 = 120V，Vin2 = 90V

7 結(jié)論

本文提出了一種新穎的多輸入全橋變換器，該電路拓?fù)渚哂薪Y(jié)構(gòu)簡單；元器件數(shù)量少；輸入輸出具有電氣隔離；采用移相控制策略，可實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的軟開關(guān)；在任一瞬間，既可單獨(dú)向負(fù)載供電，又可同時(shí)向負(fù)載供電等優(yōu)點(diǎn)。但是由于共用開關(guān)管、變壓器等元器件，也必然造成器件應(yīng)力的增加。本文以雙輸入為例，通過分析雙輸入全橋變換器的工作原理及其特性，提出了多移相控制策略及能量管理方法，并通過一個(gè)800W的原理樣機(jī)驗(yàn)證了理論分析的正確性和能量管理策略的有效性。

[1] Iannone F, Leva S, Zaninelli D. Hybrid photovoltaic and hybrid photovoltaic-fuel cell system: economic and environmental analysis[C]. Proc. IEEE Power Engineering Society General Meeting, 2005: 1503-1509.

[2] Jiang Z H. Power management of hybrid photovoltaic-fuel cell power systems[C]. Proc. IEEE Power Engineering Society General Meeting, 2006: 1-6.

[3] Dobbs B G, Chapman P L. A multiple-input DC-DC converter topology[J]. IEEE Power Electronics Letters, 2003, 1(1): 6-9.

[4] Benavides N D, Chapman P L. Power budgeting of a multiple-input Buck-Boost converter[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2005, 20(6): 1303-1309.

[5] Chen Y M, Liu Y C, Wu F Y. Multi-input DC/DC converter based on the flux additivity[C]. Proc. IEEE Industry Applications Society Annual Meeting, 2001:1866-1873.

[6] Chen Y M, Liu Y C, Wu F Y. Multi-input DC/DC converter based on the multiwinding transformer for renewable energy applications[J]. IEEE Transactions on Industry Applications, 2002, 38(4): 1096-1104.

[7] Chiu H J, Huang H M, Lin L W, et al. A multipleinput DC/DC converter for renewable energy system[C]. Proc. IEEE Int. Conf. Industrial Technology, 2005: 1304-1308.

[8] Chen Y M, Liu Y C, Lin S H. Double-input PWM DC/DC converter for high/low voltage sources[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2006,3(5): 1538-1544.

[9] Chen Y M, Liu Y C, Hung S C, et al. Multi-input inverter for grid-connected hybrid PV/Wind power system[J]. IEEE Transactions on Power Electronics,2007, 22(3): 1070-1077.

[10] Li Y, Yang D S, Ruan X B. A systematic method for generating multiple-input dc/dc converter[C]. Proc.IEEE Vehicle Power and Propulsion Conference(VPPC), 2008: 504-509.

[11] 馬運(yùn)東，阮新波，周林泉，等. 全橋三電平直流變換器的最佳開關(guān)方式[J]. 中國電機(jī)工程學(xué)報(bào), 2003,23(12): 111-116.

Ma Yundong, Ruan Xinbo, Zhou Linquan, et al. The best modulation strategy of the full-bridge three-level converter[J]. Proceedings of the CSEE, 2003, 23(12):111-116.

[12] 李艷，楊東升，阮新波.一種新的雙輸入直流變換器[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2008, 23(6): 77-82.

Li Yan, Yang Dongsheng, Ruan Xinbo. A new double-input DC-DC converter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2008, 23(6): 77-82.