解耦多同步參考坐標系電網電壓同步信號檢測方法

李珊瑚 杜 雄 王莉萍 周雒維

（重慶大學輸配電裝備及系統安全與新技術國家重點實驗室 重慶 400030）

1 引言

在新能源發電中，各種分布式電源通過電力電子變流器并網，要實現并網變流器與電網的同步運行，需檢測電網電壓的頻率、相位和基波分量，即提取電網電壓同步信號，同時同步信號還可能會參與變流器的控制。同步信號提取方法會影響分布式發電系統的并網運行性能[1-2]。隨著電網環境的變化和變流器技術的不斷發展，并網變流器對同步信號提取的要求也在不斷提高。大規模新能源發電并入電網，電網也對新能源發電參與系統頻率控制提出了要求[3]。非理想工況下，電網電壓可能會出現不對稱、諧波和頻率變化等[4]。同步信號檢測方法也需要在非理想工況下具有良好的同步性能，同時動態響應速度也是需要考慮的一個重要指標。

在近似認為電網頻率恒定的情況下，瞬時對稱分量法[5-6]和基于瞬時對稱分量法的延時信號對消法[7]，以及空間矢量濾波法[8-9]均被用于同步信號的檢測，并得到了較好的效果。但當電網頻率變動時，檢測結果受到影響，同步效果差。在新能源發電系統中，接入點的電網頻率會存在波動。因此應用于新能源發電并網的同步信號檢測方法還需具有頻率自適應性。基于dq變換的同步參考坐標系鎖相環[10（]Synchronous Reference Frame PLL，SRF-PLL）方法具有頻率自適應功能，該方法在理想電網電壓情況下可以實現優越的同步效果，已得到廣泛的應用。但在電網電壓不對稱和含有諧波的非理想工況下，同步效果受到極大影響[11]。在電網電壓不對稱的情況下，電壓負序分量在dq軸系分量上存在二倍工頻波動[11-12]，為了消除負序分量對同步性能的影響，可以采用降低低通濾波器帶寬的方法來提高同步效果，但動態響應速度會受到影響。為了在同步效果和動態響應速度方面進行折中，許多文獻提出了不同的解決方案。如采用雙二階通用積分器[12]得到和電網電壓正交的90°移相信號，先進行正負序分解避免二倍工頻分量的產生，然后進行dq變換以消除負序分量的影響。以及基于正序dq軸分解的解耦雙同步參考坐標系鎖相環（DDSRF-PLL）[13]，DDSRF-PLL是解決電網不平衡對同步信號檢測的影響問題較為優秀的解決方案。另外以自適應濾波器（ANF）[14]為基礎的具有頻率自適應功能的非線性同步方案也由單相系統的應用，通過對每相分別采用一個ANF單元進行鎖相推廣用于三相系統[15]，可解決電網電壓不對稱的問題。采用附加的第四個ANF單元改善頻率跟蹤性能的增強型PLL（EPLL）[16]也被用于解決負序分量的問題。為了解決諧波對同步效果的影響，上述方案均以降低帶寬，犧牲動態響應速度為代價。文獻[17]采用附加的時變濾波單元來抵消部分諧波的影響，實現非常復雜。

為了解決諧波對同步效果的影響，本文將以解耦雙同步參考坐標系鎖相環為基礎，借鑒在永磁同步電機驅動中應用的多同步參考坐標系分解方法（MRSF）[18]，提出一種解耦多同步參考坐標系同步信號檢測方法（DMRSF-PLL）。實現在消除電網電壓負序分量影響的同時，還可在不犧牲動態響應速度的前提下消除主要低次諧波分量對同步性能的影響。理論分析和實驗結果表明，文中討論的同步信號檢測方法在電網電壓不平衡、頻率突變且含有諧波等情況下，能夠準確快速提取同步信號。

2 DDSRF-PLL及其性能分析

在非理想情況下，電網電壓ui（i=a，b，c）可表示為

當i=a，b，c時，相應的ki=0，1，2，式中u1+、u1-分別為基波正序和負序分量幅值；uh為第h次諧波分量幅值；ω為電網基波頻率；φ-1為負序基波電壓相位；φh為第h次諧波分量的相位。三相電壓變換到兩相靜止αβ 坐標可表示為

式中

式（3）中變換矩陣分別為

從式（5）可以看出，進行負序解耦后的正負序變換結果雖然消除了二倍工頻分量，但由電源電壓諧波分量產生的紋波分量依然存在。

dq軸采用的低通濾波器為

以次數較低的5、7次諧波為例，5次諧波為負序諧波，7次為正序諧波，此時h分別為-5和7，衰減的比例為12%。當低次諧波含量較高時，dq變換值仍然含有較大的偶次紋波。特別對于電網頻率的檢測，q軸分量將會直接影響檢測結果，使得檢測頻率含有較大的諧波分量。

從圖1可以看出，當電網電壓含有諧波時，DDSRF-PLL不能準確地提取頻率信息，提取的頻率信息約含有0.5Hz的波動，已難于滿足參與系統頻率調節時對頻率檢測的要求[3]。正負序分量dq分解結果也受到諧波的影響，含有較大的諧波分量。因此為了獲得準確的同步信號，需進一步研究消除諧波影響的同步信號方法。

圖1 諧波情況下DDSRF-PLL方法的測試結果Fig.1 Test results of DDSRF-PLL under harmonic condition

3 解耦多dq軸PLL

為了消除諧波對正序分量和頻率檢測結果的影響，本文將電網電壓信號進行多同步參考坐標系分解，然后對分解結果進行解耦以消除負序分量和諧波的影響，提高同步效果。

非理想電壓（含有不對稱和諧波）在正序和負序dq軸系的分解結果已在式（4）中表示，也可分析非理想電壓在任意h次諧波dq軸系分解的結果為

從式（8）可以看出，第h次諧波分量在h次諧波dq軸系的變換結果為直流分量，而正、負序分量的變換結果分別為h-1、h+1次的紋波分量。結合式（4）的結果，非理想電壓在任意dq軸系上的變換結果均可表示為第h次諧波在第h次dq軸系（基波正序和負序可看成h=±1）的直流分量和非h次諧波在第h次dq軸系的交流分量之和。利用非h次dq軸系的直流分量和電網電壓相位的數學關系解耦交流分量獲取直流分量。圖2所示為在h次dq軸系對交流分量進行解耦的結構框圖。

圖2 第h次dq軸系解耦結構框圖Fig.2 Block diagram of decoupling network in the h th dq axis

4 解耦多dq軸PLL性能分析

電網電壓畸變主要是由于5次和7次諧波的影響，受其他高次諧波的干擾較小。因此解耦多dq軸PLL只考慮正序、負序、5次、7次dq軸之間的解耦，高次諧波通過低通濾波器進行衰減。因此消除5、7次諧波的解耦多dq軸PLL的結構框圖如圖3所示。

圖3 解耦多dq軸PLL結構框圖Fig.3 Block diagram of DMSRF-PLL

圖中分別進行了基波正序、負序，5次和7次諧波的同步參考坐標系分解，并分別采用了四個通道的解耦網絡。三相系統中，5次諧波可看成負序分量，因此圖中h取-5。其中正序q軸分量的輸出經過PI調節器得到角頻率估計值ω?，角頻率的積分得到相位信息θ?，θ?用于各同步參考坐標系的變換，與SRF-PLL中頻率和相位信息的估計方法相似[10]。低通濾波器的截止頻率不僅要考慮高次諧波的衰減程度，還必須考慮正、負序基波分量輸出穩定的動態響應速度和超調量。本文中解耦多dq軸PLL的低通濾波器的截止頻率選取與文獻[13]介紹的方法相似，因此選取的ωf也等于輸入信號頻率的0.707倍。

采用圖3所示的結構，可以消除負序和5，7次諧波的影響，在三相電壓不平衡和有諧波存在的場合時都將能準確地提取同步信號。但由于增加了5，7次解耦通道，在一定程度上增加了計算量。

5 實驗驗證

為了驗證解耦多dq軸PLL的性能，文中進行了實驗研究。各種輸入電壓信號由可編程三相交流電源67103提供。參照并網變流器對同步信號提取方法的要求，分別對輸入電壓含有諧波、三相電壓不對稱、頻率跳變，以及同時含有不對稱和諧波4種工況進行了測試。測試結果主要包括頻率和相位，正負序dq軸系的分解結果。

5.1 諧波情況

輸入三相電壓測試條件與第2節DDSRF-PLL的測試條件一樣。實驗結果如圖4所示，與圖1的實驗結果相比，頻率檢測結果幾乎消除了波動分量，基波dq軸的分解結果也消除了紋波分量，響應時間小于一個周期。表明了所提DMSRF-PLL方法在諧波抑制方面的有效性。

圖4 諧波情況下DMSRF-PLL方法的測試結果Fig.4 Test results of DMSRF-PLL under harmonic condition

5.2 不對稱情況

圖5 不對稱情況下DMSRF-PLL方法的測試結果Fig.5 Test results of DMSRF-PLL under unbalance condition

5.3 頻率跳變情況

當電網電壓頻率發生從50Hz到55Hz的跳變時的頻率相位檢測結果如圖6所示，響應時間也約一個周期。

圖6 頻率跳變情況下DMSRF-PLL方法的測試結果Fig.6 Test results of DMSRF-PLL under frequency jump condition

5.4 不對稱和諧波情況

圖7 畸變情況下DMSRF-PLL方法的測試結果Fig.7 Test results of DMSRF-PLL under distort condition

6 結論

文中首先分析并通過實驗測試結果表明，解耦雙同步參考坐標系鎖相環方法在電網電壓存在諧波的情況下，檢測到的同步信號和頻率信號存在較大的紋波分量。為了解決DDSRF-PLL方法在諧波工況下的缺點，本文提出了基于解耦多同步參考坐標系的同步信號檢測方法，該方法通過在基波和低次諧波同步參考坐標系進行分解并解耦，可以在非理想電壓情況下取得好的同步效果。實驗測試結果表明，在電網電壓不對稱、含有諧波、頻率跳變以及含有多次諧波的不對稱情況下，均能準確快速提取出同步信號，為新能源發電中變流器的同步信號提取提供了一種新的方案。

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