基于PSM技術(shù)的70kV/90A高壓脈沖電源的研制

徐偉東 陳文光 宣偉民 姚列英 王英翹

（1.中國科學(xué)研究院電工研究所 北京 1001902 2.核工業(yè)西南物理研究院 成都 610041 3.南華大學(xué)電氣工程學(xué)院 衡陽 421001）

1 引言

在受控核聚變裝置中，低混雜波電流驅(qū)動系統(tǒng)（LHCD）、電子回旋加熱系統(tǒng)（ECRH）和中性束注入系統(tǒng)（NBI）是有效的輔助加熱手段[1-6]。這些輔助加熱系統(tǒng)采用速調(diào)管、回旋管和離子源，通過高功率微波和中性束注入對等離子進行加熱和驅(qū)動。這些設(shè)備（速調(diào)管、回旋管和離子源）要求為其供電的高壓電源穩(wěn)定度高，保護時間短（＜10 μs），且在保護時對關(guān)鍵部件釋放的能量非常?。s幾個焦耳），否則極易受到損壞[7-8]。在中國環(huán)流器 2號A（HL-2A）裝置中[9]，現(xiàn)有基于晶閘管交流調(diào)壓技術(shù)和基于晶閘管星點控制技術(shù)的高壓脈沖電源，由于器件本身的特性，響應(yīng)速度慢，輸出側(cè)有效頻率低，輸出濾波系統(tǒng)儲能大，已經(jīng)不能滿足這些輔助加熱系統(tǒng)的要求?；赑SM（Pulse Step Modulation）技術(shù)的高壓脈沖電源是由許多完全相同的直流脈沖電源串聯(lián)，經(jīng)過特定的調(diào)制方式之后，在直流側(cè)形成高壓大功率脈沖電源。該電源的直流側(cè)等效為在一個直流電壓基礎(chǔ)上疊加一系列脈沖電源，且其有效頻率高達幾百 kHz，這能夠大大減小濾波系統(tǒng)的儲能，在發(fā)生故障時，向負載釋放的能量就大大減小。同時，該電源采用 IGBT作為直流脈沖電源的開關(guān)管，即利用了IGBT的快速性，又避開了IGBT直接串聯(lián)所帶來的風(fēng)險，整個高壓電源的動態(tài)性能得到很大提高。該電源還具有功率因數(shù)高，線路簡潔，控制方式靈活，輸出電壓連續(xù)可調(diào)等優(yōu)點，能滿足多種輔助加熱系統(tǒng)的要求。目前，基于PSM技術(shù)的高壓脈沖電源[10]在國內(nèi)外多個核聚變裝置上得到應(yīng)用，如:德國W7-X裝置，設(shè)計最高參數(shù)為130kV/100A，2003年實驗結(jié)果為65kV/100A，上升沿時間為 30μs[7,11]；瑞士的 CRPP裝置中[18]，輸出參數(shù)為85kV/80A，上升沿時間約為100ms，保護時間小于5μs，最大脈沖時間為2s；國際熱核聚變實驗堆（ITER）計劃相關(guān)高壓電源也采用該技術(shù)方案，由歐洲原子能協(xié)會的ENEA研制，前期調(diào)試參數(shù)為45kV/80A，上升沿時間小于65μs，超調(diào)量小于630V[19]。

為了提高HL-2A裝置物理實驗參數(shù)，實現(xiàn)高約束模運行方式，以及滿足 HL-2A裝置升級改造的需要，輔助加熱系統(tǒng)的輸出能量及維持時間都有很大提高，這就要求為其供電的高壓脈沖電源的容量和各項參數(shù)都要大大提高。由于基于 PSM 技術(shù)和IGBT的高壓直流電源有眾多的優(yōu)點，因此決定研制一套該類型的高壓電源為 HL-2A的輔助加熱系統(tǒng)供電，其框圖如圖 1所示，設(shè)計輸出參數(shù)80kV/100A。本文闡述了基于該主回路電源的幾個基本控制方法，并在此基礎(chǔ)上提出了所建造的電源系統(tǒng)所采用的控制方式和算法，實驗及運行結(jié)果表明該電源的控制方式靈活，輸出有效頻率很高，大大減小濾波電容，減小故障時對關(guān)鍵部件釋放的能量，且輸出波形能夠滿足輔助加熱系統(tǒng)的要求。

圖1 PSM高壓脈沖電源框圖Fig.1 Diagram of the PSM HV pulse power supply

2 系統(tǒng)介紹

整個PSM電源系統(tǒng)由4個PSM高壓脈沖電源單元組成，每個單元包含三相輸入源（由交流發(fā)電機提供雙Y輸出，相差30°）、真空開關(guān)、一臺高電位隔離變壓器（120kV隔離等級）、兩臺多繞組整流變壓器（每臺14個二次繞組，每組參數(shù)為630V/100A）、28個脈沖直流電源模塊（有一定冗余）、控制系統(tǒng)、濾波系統(tǒng)和負載組成。高電壓絕緣、系統(tǒng)分布電容的大小和控制策略是該電源的關(guān)鍵技術(shù)。本方案采用了油浸式高電位隔離變壓器和多個二次繞組變壓器串聯(lián)的方式[12]，由油浸式高電位隔離變壓器和高壓平臺來提供足夠的絕緣，以此確保整個系統(tǒng)的安全性。同時，將PSM單元直流輸出側(cè)的中間點與多個二次繞組變壓器的一相相連結(jié)，也能夠降低該多付邊繞組變壓器的耐壓等級。多個二次繞組變壓器的一半繞組為角型接法，一半繞組為星型接法，又因三相輸入源有30°相位差，在直流側(cè)得到24脈波，可以有效減小發(fā)電機電壓畸變現(xiàn)象。因為該高壓電源系統(tǒng)輸出電壓等級高，分布電容中的儲能必須進行考慮。分布電容越小，儲能就越小，否則當(dāng)負載發(fā)生短路時，極易損壞負載。整個電源的輸出波形質(zhì)量由控制系統(tǒng)來決定，因而整個控制系統(tǒng)必須具有很高的可靠性和易操作性。

3 幾種控制方式介紹

3.1 SM技術(shù)與PWM技術(shù)綜合

SM 技術(shù)是多組開關(guān)電源模塊串聯(lián)形成高壓輸出，其電壓輸出為單個直流脈沖電源模塊輸出電壓的整數(shù)倍，電壓調(diào)節(jié)范圍大，但不能連續(xù)可調(diào)[13]。PWM技術(shù)輸出電壓連續(xù)可調(diào)，但是大小范圍有限。而將SM與PWM技術(shù)綜合的調(diào)制方式下，根據(jù)給定電壓的大小，算出需全開通 m-1（2#～m#）個直流脈沖電源模塊，由第1個直流脈沖模塊輸出PWM電壓信號，根據(jù)反饋電壓和給定電壓的差值，調(diào)節(jié)PWM 電壓信號的占空比和直流脈沖電源全導(dǎo)通的個數(shù)，從而獲得穩(wěn)定的輸出電壓，且在 0～mU（U為單個模塊輸出電壓）之間連續(xù)可調(diào)，輸出側(cè)的有效頻率為PWM工作模塊的頻率。

3.2 PWM循環(huán)控制技術(shù)

該種控制方式下，先根據(jù)需要電壓的大小和每個脈沖直流電源模塊的電壓值，計算出需要導(dǎo)通模塊的個數(shù)，該計算值可能是一個非整數(shù)（n.m），其中n為整數(shù)部分，m為小數(shù)部分，此時就需要（n+1）個脈沖直流電源模塊參與工作。該電源輸出中，每一時刻有n個脈沖直流電源模塊處于全開通狀態(tài)，1個開關(guān)電源模塊處于 PWM工作方式，即輸出側(cè)有效頻率為 PWM工作模塊的頻率。根據(jù)反饋電壓和給定電壓的差值，在一定的控制規(guī)律下，調(diào)節(jié)投入直流脈沖電源模塊的個數(shù)和 PWM信號的占空比，從而獲得穩(wěn)定的輸出電壓。在系統(tǒng)需要輸出電壓比較低的情況下，為達到PSM多繞組變壓器的磁通平衡問題，如何分配開通直流脈沖單元模塊也是需要慎重考慮。

3.3 PSM技術(shù)

該電源的控制方法原理圖如圖2所示，以6個模塊為例。圖2a中6個控制信號的占空比均為9/10，第二個脈沖比第一個脈沖滯后 T/6，以此類推，每個脈沖都比前一個脈沖滯后 T/6[15]。在這種控制方式下，6個直流電源串聯(lián)之后得到的輸出如圖2b所示，在5倍于直流脈沖電源電壓（每個脈沖直流電源的輸出電壓為 880V）的基礎(chǔ)上，疊加了頻率為6/T，占空比為 2/5，脈動幅值為 880V的直流脈沖電壓。通過調(diào)制輸出圖可以看出:輸出直流側(cè)電壓有效頻率大大提高，大大減小輸出濾波系統(tǒng)的尺寸和儲能能量，并提高系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)。

該調(diào)制模式下的電源系統(tǒng)最終輸出電壓Vo，有效頻率fo，占空比D和最大直脈沖電源模塊同時導(dǎo)

圖2 6個PSM控制方法仿真圖Fig.2 the principle of the PSM technology with 6 modules

通數(shù)nmax可以按照如下算式進行計算:

其中，N為在線參與循環(huán)工作開通的電源模塊的個數(shù)，l為全開通模塊的個數(shù)，m?。╰on/td）的整數(shù)部分，表示進一法。當(dāng)有模塊未滿足工作條件時，只要系統(tǒng)要求最終輸出電壓小于（N-d+l）Vds，其中d為未準備好工作的模塊個數(shù)，那么這些未工作的模塊不會影響該高壓電源的正常輸出。通過該算法可知通過改變Vds、Ds、N、fs、l來調(diào)節(jié)系統(tǒng)最終輸出電壓和有效頻率，這為前饋和反饋控制提供了一定的計算依據(jù)。

通過上述分析可知，這三種控制方式下，直流輸出側(cè)電壓波形均等效為在直流電壓的基礎(chǔ)上疊加一系列PWM波形，根據(jù)參考文獻[14]可知，與普通PWM 技術(shù)的開關(guān)電源相比較，這種輸出波形的濾波電容電感量都大為減小，對提高系統(tǒng)的動態(tài)性能起到一定效果。在第一種調(diào)制方式和第二種調(diào)制方式下，輸出側(cè)疊加的有效頻率均為一個脈沖電源模塊的工作頻率 fs。其中，第一種調(diào)制方式下，第一個模塊工作在開關(guān)狀態(tài)，其余開關(guān)模塊工作在常通狀態(tài)，開關(guān)損耗由第一個模塊承擔(dān)，開關(guān)頻率不能太高；第二種調(diào)制方式下，由所有的模塊進行交替工作，開關(guān)損耗被所有參與循環(huán)工作的模塊均分，其工作頻率可以有所增加；第三種調(diào)制方式下，其輸出有效頻率為單個脈沖電源模塊工作頻率 fs的 n倍，n為參與調(diào)制模塊的個數(shù)，每個模塊均處于低頻工作狀態(tài)，單個模塊的開關(guān)損耗比較低，但總的輸出有效頻率很高，使得輸出濾波系統(tǒng)更小，儲能更低。通過調(diào)制方式的對比，為了降低整個系統(tǒng)的儲能大小，最終采用第三種調(diào)制方式，即基于PSM技術(shù)。

3.4 控制系統(tǒng)仿真

主控計算機作為系統(tǒng)的唯一上位機，向下位機發(fā)出每次實驗室所需數(shù)據(jù)，并可接收下位機送上來的信號。單元控制采用DSP芯片來處理，其能夠接收上位機數(shù)據(jù)，并根據(jù)實時采集送來的各項數(shù)據(jù)來進行精確的控制。前饋調(diào)節(jié)系統(tǒng)得到參考電壓信號，反饋控制系統(tǒng)調(diào)節(jié)最終所需的精度。測量一定數(shù)量開關(guān)模塊中的電容器的電壓，得其平均值，根據(jù)基于PSM技術(shù)的算法，計算所需的模塊數(shù)和PWM的脈沖寬度，以獲得期望輸出電壓。通過部分仿真，由圖3對比可知，通過前饋系統(tǒng)能夠有效調(diào)節(jié)系統(tǒng)的超調(diào)量。

圖3 有無前饋控制調(diào)節(jié)效果對比Fig.3 Simulation of the feed-forward control

4 實驗波形

4.1 單元實驗波形

PSM高壓電源單元實驗結(jié)果如圖4所示，全開通模塊個數(shù)l=0，每個模塊的直流電壓約為630V，每路控制信號的參數(shù)為5kHz，占空比為0.8，開通的延時時間約為 7.2μs（即 T/28），負載為 145Ω的線繞電阻。圖4a是電源開啟時刻的波形圖，可以看出最高電壓是由23個 SPS模塊輸出電壓形成，這與式（4）計算結(jié)果相同。電壓采用標定的自制分壓器測量，電流采用取樣電阻測量，其值分別為15kV/104A。圖4b是28個模塊串聯(lián)時測量關(guān)斷特性的波形，其輸出有效頻率約為141kHz，占空比約為0.39，電壓的關(guān)斷時間為 1.2 μs，電流的關(guān)斷時間約為10μs，負載呈感性。根據(jù)式（2）和式（3）可以計算出輸出有效頻率為140kHz和占空比為0.4[12]?？傊?，單元試驗實測輸出電壓、有效高頻頻率及輸出側(cè)疊加脈沖的占空比與算式（1）～式（4）吻合，充分驗證該調(diào)制方式及算法的可行性和準確性。

圖4 單元輸出波形圖Fig.4 Output weveforms of one unit

4.2 系統(tǒng)實驗波形

3#發(fā)電機輸出電壓為 3000V，經(jīng)多二次繞組變壓器降壓后，脈沖直流電源的三相輸入電壓為630V，直流輸出電壓約為 850V，單個脈沖直流電源的工作頻率為5kHz，占空比為0.8，假負載阻值為800Ω的線繞電阻。按照PSM控制方式和算法，搭建了基于DSP和FPGA的控制系統(tǒng)。圖5和圖6分別顯示系統(tǒng)輸出和過流保護時的系統(tǒng)響應(yīng)時間。系統(tǒng)輸出參數(shù)約為 72kV/90A，CH3為過流輸出信號，CH4為電流互感器測得信號，從圖中可以看出從過流信號產(chǎn)生到電流開始下降時刻，即系統(tǒng)保護響應(yīng)時間小于 5μs，短路情況下，輸出緩沖器能夠確保電流在安全范圍之內(nèi)。

圖5 系統(tǒng)輸出波形Fig.5 Output weveforms of the system

圖6 過流時系統(tǒng)響應(yīng)時間Fig.6 Response time of the system under over current

整個電源系統(tǒng)已經(jīng)成功應(yīng)用于 HL-2A裝置電子回旋加熱系統(tǒng)，其負載為500kW的電子回旋管，要求輸入的高壓電源電壓在 45～55kV之間變化。圖7顯示其中一次工作波形，參數(shù)為47kV/20A，上升時間為0.8ms，超調(diào)量為1.2%，穩(wěn)定度約為1.3%。通過調(diào)整每個直流脈沖模塊的占空比，可以得到不同的電壓輸出，如圖8所示。其中第13912次放電的輸出波形，其占空比為0.55，電壓約為47.9kV；第13916次放電的輸出波形，其占空比為0.6，電壓為51.8kV。圖9顯示基于PSM技術(shù)的高壓電源和基于星點控制技術(shù)（采用晶閘管器件）技術(shù)高壓電源的對比輸出波形圖，其中上圖為PSM輸出電壓，下圖為基于星點控制技術(shù)的高壓電源。根據(jù)兩個電源的開通與關(guān)斷時刻波形相比，充分顯示了基于PSM 技術(shù)高壓電源的快速特性。圖中還可以觀察到，在623ms時刻，基于星點控制技術(shù)的高壓電源的負載關(guān)斷，其電壓有明顯上升現(xiàn)象，由于采用晶閘管器件，關(guān)斷時間較長。而在802ms時刻，基于PSM技術(shù)高壓電源的負載關(guān)斷，電壓沒有明顯上升現(xiàn)象，采用 IGBT器件，關(guān)斷時間很短。另外，基于 PSM 技術(shù)高壓電源的穩(wěn)定度明顯好于基于星點控制技術(shù)的高壓電源。從而，基于PSM技術(shù)高壓電源的各項參數(shù)要好于基于星點控制技術(shù)（晶閘管）的高壓電源。

4.3 保護系統(tǒng)

圖7 給電子回旋加熱系統(tǒng)供電波形Fig.7 the output waveform supply to the ECRH system

圖8 不同占空比條件下的輸出波形Fig.8 Output weveforms with different durations

圖9 基于PSM技術(shù)與基于星點控制技術(shù)的高壓脈沖電源的輸出電壓比較Fig.9 the output of the HV power supply with PSM technology and star-point technology

由于該高壓電源系統(tǒng)的負載都是非常昂貴的部件，在調(diào)試和運行中，其負載（如離子源、速調(diào)管或回旋管）經(jīng)常會發(fā)生擊穿現(xiàn)象，系統(tǒng)保護是一個非常重要的環(huán)節(jié)，設(shè)置了相應(yīng)的多級保護系統(tǒng)。第一級快速保護的系統(tǒng)響應(yīng)時間要求小于15μs，負載的最大能耗小于20J，通過快速關(guān)斷直流脈沖電源模塊中IGBT管來實現(xiàn)，動作時間小于10 μs。第二級保護在發(fā)生下列情況時啟動，即開關(guān)電源模塊中IGBT管的動作失效，電源的所有壓降將落到負載上，采用斷路器來限制負載上的能耗到小于2.5kJ，并在負載上串聯(lián)一個約10Ω電阻，2.5kJ能量不致造成關(guān)鍵部件及周圍設(shè)備損壞。如果上述兩級保護失效，則啟動第三級保護—斷開真空開關(guān)。通過實驗分析和計算，結(jié)果表明:所研制系統(tǒng)對負載的釋能小于20J，在發(fā)生過流保護時，能確保負載的安全[17]。

5 結(jié)論

（1）該高壓電源主回路的調(diào)制技術(shù)有多種，本文對比分析了其中三種調(diào)制技術(shù)，最終方案選用了系統(tǒng)儲能最小且易實現(xiàn)的PSM調(diào)制技術(shù)。并且通過單元實驗波形驗證了該調(diào)制技術(shù)的特性，直流側(cè)有效頻率很高，濾波系統(tǒng)及雜散參數(shù)的儲能＜20J，滿足輔助加熱系統(tǒng)的要求。

（2）該電源的輸出電壓高達70kV，且連續(xù)可調(diào)，電流約為90A，輸出功率高，電源輸出極性亦可調(diào)，能夠滿足多個輔助加熱系統(tǒng)的需要。

（3）通過系統(tǒng)的調(diào)試運行，該電源的上升時間、穩(wěn)定度、響應(yīng)時間和保護時間等各項參數(shù)均優(yōu)于現(xiàn)有的基于晶閘管技術(shù)的高壓脈沖電源，目前運行情況良好。

（4）通過油浸式高電位隔離變壓器和多個二次繞組變壓器串聯(lián)、高壓平臺以及單元輸出中點接多繞組變壓器原邊的方案，能夠有效解決該電源主回路的主絕緣問題，確保系統(tǒng)安全；

（5）為提高整機效率，減小整個電源系統(tǒng)的占地面積，以及縮減項目經(jīng)費，與國內(nèi)變壓器廠家共同研制高電位隔離多個二次繞組變壓器。同時，盡量優(yōu)化控制系統(tǒng)，提高電源輸出質(zhì)量，更加滿足輔助加熱系統(tǒng)的要求。

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