多級微帶/帶狀線混合饋電網絡設計

楊 林 雷 娟 傅 光 傅德民

(西安電子科技大學天線與微波技術國家重點實驗室，西安 陜西 710071)

1. 引 言

隨著微波集成技術的發展，印刷陣列天線由于其自身獨特的優點已廣泛應用于現代雷達及通信等領域中[1]，其中高性能的多級饋電網絡是實現大型印刷陣列的關鍵技術之一。

陣列饋電網絡包括串饋[2]、并饋[3-4]及并饋與串饋結合[5]饋電形式,并饋網絡帶寬較寬，帶內幅相特性平穩，是所需帶寬較寬時的饋電方式選擇。考慮到網絡的尺寸、重量、損耗及功率容量等多個因素，大型網絡中常常需要多級不同形式、不同材料的1∶2網絡單元進行級聯。

對于印刷振子陣列的饋電網絡，典型的1∶2網絡單元形式包括Wilkinson功分器及支線耦合器，其實現形式有帶狀線[6]、微帶線[7-8]等。多級網絡單元級聯后在其間產生的相互影響會影響整體網絡的駐波比，并使得到的口徑幅相分布偏離理想分布，影響天線增益、副瓣電平及波束形狀[9-10]，因此需要對多級混合網絡的整體特性進行分析并有效調整。

本文提出了一種新的用于低副瓣雷達印刷陣列天線的分層微帶線/帶狀線混合饋電網絡結構，該網絡在靠近輸入端的前級采用分層空氣帶狀線形式，在靠近輸出端的后級采用微帶線形式，具有集成度高、損耗小、結構緊湊等優點。并基于散射矩陣的級聯分析對混合網絡中各子網絡參數進行了調整，獲得了S波段中相對帶寬為10%的1∶48多級混合

網絡的良好的散射矩陣特性。

2. 理論分析

2.1 多級微帶/帶狀線混合饋電網絡模型

文中采用48元印刷振子陣列來實現雷達方位面的低副瓣波束，各個陣元的激勵電流歸一化幅度分布如圖1所示，其中陣元激勵電流幅度中心對稱：|IN-n+1|=|In|，相位等相，N為單元數目，n為單元序號。

圖1 陣元激勵電流歸一化分布

根據圖1中歸一化電流分布設計了1∶48的多級并饋網絡，其拓撲圖如圖2所示(由于網絡左右對稱，故給出了一半)，同時給出了各級功分器的功分比,從輸入端到各個輸出端口的傳輸線長度設計為等長。此饋電網絡在靠近輸入端的前級采用一個1∶12的空氣帶狀線網絡，主要利用其損耗小、功率容量大等優點，在靠近輸出端的后級采用12個1∶4的微帶線網絡，主要利用其易與微帶印刷振子相集成、重量輕等優點。同時，在設計中應用了雙層帶狀線功分器以克服空氣帶狀線網絡尺寸較大的缺點。因此這種分層的混合網絡具有集成度高、損耗小、結構緊湊等優點，但同時也增加了分析的復雜度，本文基于散射矩陣的級聯分析方法進行設計。

圖2 混合饋電網絡拓撲圖

2.2 多端口網絡的級聯分析

圖3表示由若干網絡任意級聯形成的m端口網絡，其中端口1到m為非級聯網絡，端口m+1到n為級聯網絡。在級聯網絡中，端口m+1和m+2相聯，端口m+3和端口m+4相聯，…，端口n-1和端口n相聯。

圖3 任意級聯網絡

在級聯分析中，首先假設存在一n端口網路，該網絡中m+1、m+2、…、n端口為不相聯的獨立端口。將網絡矩陣稱為聯合矩陣，表示為sc.則有

b=sca

(1)

式中：

將各個矩陣寫為分塊矩陣的形式，則有

(2)

式中：

當端口m+1和m+2、端口m+3和端口m+4、…、端口n-1和端口n相聯時，聯接關系為

a2=ub2

(3)

式中：

在式(2)中應用式(3)消去b2，可得

b1=[s11+s12u(I-s22u)-1s21]a1

(4)

則級聯后形成的m端口網絡的散射矩陣為

sm=s11+s12u(I-s22u)-1s21

(5)

由矩陣u的性質u=u-1，則式(5)可化為

sm=s11+s12(u-s22)-1s21

(6)

3. 實驗結果分析

為了驗證級聯模型分析的正確性，以1:4微帶線功分器為例，將其級聯計算結果與測試結果做以比較。在此基礎上計算了1：12分層帶狀線網絡的性能，與微帶功分器進行級聯后獲得了整個1:48饋電網絡的計算結果，并與測試結果進行了比較。

3.1 子網絡的分析驗證

圖4為1:4功分器實物圖(εr=2.65，δ=0.001,h=1.0 mm)，設輸入端為1端口，從左到右4個端口分別為2、3、4、5端口，其級聯計算結果和測試結果的比較如圖5所示。

圖4 功分器實物圖

由圖5(a)測試結果可見，端口1、2之間傳輸系數為-6.17～-6.34 dB(理論值為-5.87 dB)，端口1、3之間傳輸系數為-6.52～-6.36 dB(理論值為-5.93 dB)，端口1、4之間傳輸系數為-6.46～-6.56 dB(理論值為-6.06 dB)，端口1、5之間傳輸系數為-6.78～-6.99 dB(理論值為-6.24 dB)。各個端口的損耗約為0.6 dB.與計算結果相比，傳輸系數S12、S13、S14、S15的幅度值存在0.02～0.09 dB的差別，兩者之間的誤差與介質材料的介電常數、厚度的精確性以及隔離電阻引入的電容相關。各個端口同相輸出，由圖5(b)、(c)可見，相位差小于0.50，相鄰端口隔離度小于-19.0 dB，反射系數小于-30.0 dB，計算結果和測試結果吻合良好。

(a) 傳輸系數幅度

(b) 傳輸系數相位

(c) 輸入端反射系數及各端口隔離度圖5 級聯計算結果和測試結果比較

3.2 整體網絡計算與測試結果

整體網絡輸入端口VSWR的計算值和測量值如圖6所示,兩曲線吻合較好，其在10%的工作頻帶內駐波比不大于1.28.中心頻率上各輸出端口傳輸幅相的計算結果、測試結果及理想值分別繪于圖7(a)、(b)。可見：中心端口測試的幅度分布與期望分布吻合良好，網絡損耗為0.7～1.0 dB，邊緣端口由于其較低的功率值使得測試幅度分布誤差相對較大。端口相位的計算結果與測試結果起伏分別為±3.00°、±4.50°。其間的誤差是由于計算精度、網絡制作和裝配精度以及電阻、同軸接頭的焊接工藝等原因引起的。

圖6 輸入端口VSWR

(a) 中心頻點輸出端口傳輸參數幅度

(b) 中心頻點輸出端口傳輸參數相位圖7 中心頻點輸出端口幅相

4. 結 論

本文提出了一種新的用于低副瓣雷達印刷陣列天線的多級分層微帶線/帶狀線混合饋電網絡結構，并基于散射矩陣的級聯分析，對混合網絡中各子網絡參數進行了調整，實現了S波段中相對帶寬為10%、駐波比不大于1.28、網絡損耗為0.7～1.0 dB的1：48多級混合網絡，應用該網絡可實現低副瓣雷達所期望的口面幅相分布。

[1] 張祖稷, 金 林, 束咸榮. 雷達天線技術[M]. 北京：電子工業出版社, 2004.

[2] PATEL P D. A dual polarization microstrip antenna with low cross polarization for SAR application[C]//IEEE AP-S Int. Symp., Dig., 1996: 1536-1539.

[3] CHAKRABARTY S B, KHANNA M, and SHARMA S B. Wideband planar array antenna in C band for synthetic aperture radar applications[J]. Microwave and Optical Technology Letters, 2002, 33(1): 52-54.

[4] DUFFLEY B G, MORIN G A, MIKAVICA M, et al. A wide-band printed double sided dipole array[J]. IEEE Trans. on AP, 2004, 52(2): 628-634.

[5] WANG W, CHEN S B, ZHONG S S. A broadband slope-strip-fed microstrip patch antenna[J]. Microwave and Optical Technology Letters, 2004, 43(2): 121-123.

[6] 孫紹國, 張玉梅, 馮祖建. 大型復雜空氣板線饋電網絡工程設計[J].信息與電子工程, 2009, 7(1): 22-36.

SUN Shaoguo, ZHANG Yumei,FENG Zujian. Engineering design of a large-sized complex air stripline feeding network[J]. Information and Electronic Engineering, 2009, 7(1): 22-36. (in Chinese)

[7] 陳美娥, 王均宏. 超寬帶平面天線陣列的微帶饋電[J]. 電波科學學報, 2008, 23(5): 911-916.

CHEN Meie, WANG Junhong. Planar UWB antenna array fed by microstrip network[J]. Chinese Journal of Radio Science, 2008, 23(5): 911-916. (in Chinese)

[8] 張福順, 商遠波, 張 濤, 等. 高增益低副瓣圓極化微帶天線陣的研制[J].電波科學學報, 2008, 23(3): 572-575.

ZHANG Fushun, SHANG Yuanbo, ZHANG Tao, et al. A circular polarization microstrip array with high-gain and low side-lobe[J]. Chinese Journal of Radio Science, 2008, 23(3): 572-575. (in Chinese)

[9] LEE K M, CHU R S. Analysis of mutual coupling between a finite phased array of dipoles and its feed network[J]. IEEE Trans. on AP, 1988, 36(12):1681-1689.

[10] 雷 娟, 傅 光, 楊 林, 等. 間接對稱約束法設計陣列賦形波束[J]. 電波科學學報, 2008, 23(6): 1074-1078.

LEI Juan, FU Guang, YANG Lin, et al. Synthesis of the array shaped beam using symmetrically and implicitly constrained method[J]. Chinese Journal Radio Science, 2008, 23(6): 1074-1078. (in Chinese)