基于SPWM的小型風電逆變系統的建模與仿真研究

趙鋼，胡凱

（天津理工大學天津市復雜控制理論與應用重點實驗室,天津300384)

新能源的開發利用已成為當今世界的研究熱點，風能作為清潔、安全、可靠的可持續能源，發展風力發電對我國國民經濟具有重大意義[1]。小型風力發電機一般將風力發電機發出的電能通過蓄電池儲能，再供給用戶使用。如用戶需要交流電，則需在蓄電池與用戶間加裝逆變器。逆變是通過半導體功率開關器件的開通和關斷作用，把直流電能變換成交流電能的技術。高性能逆變系統要求滿足：高逆變效率，高速動態響應，高穩態精度，高穩定性及高智能化[2-3]。

1 風電系統的主要結構與逆變器主電路選擇設計

風力發電系統主要由風力發電機、整流器、蓄電池、升壓變換電路、逆變電路、控制器和負載等組成[4]。

風力發電系統的結構如圖1所示，系統主要由兩部分組成，即發電環節與逆變環節?？刂破鲗崿F對蓄電池的充電管理和逆變控制。風力發電機輸出經全橋整流后對蓄電池充電，小型風力發電系統中蓄電池組的容量一般選取110 V，當蓄電池充滿電后，控制器根據檢測到的充電電流信號將充電電路切入到卸荷負載回路，以避免過度充電對蓄電池的危害以及風力機的飛車問題[5]。而逆變環節實現的則是向負載提供交流電。本文主要研究將蓄電池輸出的110 V直流電轉化為220 V/50 Hz的交流電輸出的逆變環節的設計。

圖1 風力發電系統結構圖

根據升壓方式的不同，可將逆變器主電路分為3類，即：工頻變壓器形式逆變器、無變壓器形式逆變器、高頻變壓器形式逆變器[6-10]。

圖2為工頻變壓器形式逆變器主電路，由逆變器、工頻變壓器以及輸入、輸出濾波器組成。這類逆變器都是采用工頻變壓器使輸入輸出隔離，前級電路采用推挽式結構，它結構簡單，開關變壓器磁芯利用率高，推挽電路工作時，兩只對稱的功率開關管每次只有一個導通，所以導通損耗小。但工頻變壓器的存在使得逆變器的體積和重量大、音頻噪聲高且價格較貴，并且逆變器響應速度較慢，波形畸變比較嚴重，而且帶非線性負載的能力較差。

圖2 工頻變壓器形式主電路圖

圖3為無變壓器形式逆變器主電路，包括升壓部分和工頻逆變部分，比工頻形式逆變器的主電路要復雜一些。這類逆變器不采用變壓器進行輸入、輸出間的隔離。由于沒有采用變壓器，所以這種逆變器的體積小、重量輕。適合于直流輸入電壓較高的場合。

圖3 無變壓器形式主電路

圖4為高頻變壓器形式逆變器主電路，是由逆變器、高頻變壓器、高頻整流器、工頻逆變器以及輸入、輸出濾波器構成。這類逆變器是采用高頻變壓器使輸入輸出隔離。用高頻變壓器代替了工頻變壓器形式逆變器中的工頻變壓器，從而克服了工頻形式逆變器體積和重量大的缺點，顯著提高了逆變器的性能。逆變器的工作原理是先將直流電壓逆變成方波交流電，然后再經過高頻變壓器的升壓以及整流濾波得到另一種形式的直流電壓，此電壓再經過工頻逆變器逆變，將其變換成工頻電壓來滿足負載的需要。

圖4 高頻變壓器形式主電路

根據本設計的應用背景及相關電路特點，逆變器主電路采用了如圖4所示的高頻變壓器形式的主電路，輸入、輸出間加入高頻變壓器。電路中輸入為110V DC,輸出為220V AC 50Hz。

2 小風電逆變控制策略選擇及其原理分析

根據控制方式不同，電壓反饋控制可以分為電壓平均值反饋控制和電壓瞬時值反饋控制。

電壓平均值反饋控制是以輸出正弦波整流后的波形平均值作為控制量，來實現對逆變器的控制。這種控制策略的特點是簡單，即將輸出電壓整流平均值與電路給定值相減以獲得輸出電壓平均值誤差，再對其進行比例積分調節后與標準正弦波相乘，從而得到調制波進而產生PWM波形。電壓平均值反饋控制由于對輸出電壓波形不敏感、且動態特性差而較少使用[11]。

電壓瞬時值控制是將逆變器輸出的電壓瞬時值按比例縮減后，直接與標準正弦形狀的逆變器輸出基準電壓相減，以得到瞬時的輸出電壓誤差，然后再對此誤差進行PI調節，并將其作為調制波再與三角載波進行比較以得到SPWM脈沖。由于跟蹤的是瞬時電壓的變化，使輸出波形畸變降低，因而應用廣泛[12]。其電壓瞬時值反饋控制原理框圖如圖5所示。

圖5 電壓瞬時值反饋控制原理圖

3 仿真模型的建立

本文設計的電壓反饋型逆變系統的仿真模型如圖6所示。

圖6 電壓反饋型逆變系統的仿真模型

仿真模型設計思路：前級逆變過程，2個開關管用兩路互補的PWM控制。PWM1與PWM2用Pulse Generator模塊代替。2個觸發信號周期設定為0.02 s，占空比為0.5，二者相位相差0.01 s。PWM1用來觸發IGBT1，PWM2觸發IGBT2，由此110 V直流電逆變為方波交流電。升壓變壓器Linear Transformer采用高頻變壓器，由于高頻鏈漏感和分布電容會引起浪涌電流和尖峰電壓及脈沖頂部振蕩，故需要增加濾波電容C1來減少高頻變壓器對系統帶來的影響。變壓器的變比為3.18:1,頻率設定為20 kHz，輸出電壓經不控整流與LC濾波，變為350 V的直流電。后級逆變過程，用電壓反饋環節產生的SPWM信號觸發逆變器模塊（Universal Bridge/開關器件選用IGBT）,輸出電壓經濾波后即為所需的220 V/50 Hz的交流電。

電壓瞬時值反饋環節如圖6虛線框內所示。輸出電壓峰值u0=±311 v經比例k1（k1=1/62.2）縮減后，使之變為u0′=±5 v與標準正弦波電壓相減，偏差信號由PI調解器進行調節（參數分別為k2=1,k3=0.52）。由于輸出電壓在達到穩定前波動較大，故加入了限幅環節（-1~+1），將其作為調制波。在SimPowerSystems工具箱中取出PWM Generator，調制波接到設置為External的PWM發生器的輸入端子，便可實現輸出逆變器所需的SPWM控制信號。

4 仿真結果

1）圖7為負載電阻R1=15 Ω時的輸出電壓波形，電壓在0.04 s就可達到穩定。

2）圖8是在0.05 s突加干擾信號時的電壓波形，由于PI控制器的作用，輸出在0.07 s后重新達到穩定。

比較可知，此逆變系統輸出電壓波形響應迅速，無不良畸變，突加干擾時系統抗干擾能力強。

圖7 R1=15時輸出電壓波形

圖8 在0.05 s突加干擾信號時輸出電壓波形

圖9 前級逆變控制電路

5 小風電逆變控制系統電路設計

圖9為逆變控制電路，即110V DC逆變為高頻矩形波交流電的控制電路。由TL494與IR2110構成。TL494是美國德克薩斯州儀器公司生產的一種性能優良的電壓驅動型脈寬調制器件，可作為單端式、推挽式、全橋式、半橋式開關電源控制器，被廣泛應用于開關電源中。IR2110是IR公司設計的驅動集成電路芯片。該芯片是一種雙通道、柵極驅動、高壓高速功率器件的單片式集成驅動模塊，在芯片中采用了高度集成的電平轉換技術,大大簡化了邏輯電路對功率器件的控制要求,同時提高了驅動電路的可靠性[13]。電路通過TL494控制PWM1和PWM2的占空比,來得到脈寬可調的矩形波交流電壓。由于輸出的PWM信號還不足以直接驅動IGBT,所以接入IR2110放大PWM信號,驅動2個IGBT。

圖10 正弦波逆變控制電路

圖10為正弦波逆變控制電路，主要由PWM控制芯片SG3525A、與門SN7408N和非門74LS05N組成[14]。該控制電路的核心是SG3525A，誤差放大器的輸入信號分別為電壓反饋信號和整流后的采集信號。在脈寬比較器的輸入端直接用流過輸出電感線圈的信號與誤差放大器輸出信號進行比較，從而調節占空比使輸出的電感峰值電流跟隨誤差電壓變化而變化。11腳與14腳產生兩路信號，此信號作為載波與雙半正弦調制波經過與門SN7408N和非門74LS05N后可輸出四路SPWM波，用來驅動四個IGBT，完成正弦波逆變。

由于本文主要研究逆變系統的控制，為降低成本，控制電路由獨立芯片搭建來完成相應的控制要求。如果要對整個小型風電系統進行實時控制，若采用具有高速運算能力與豐富的片上資源DSP作為控制器，系統在控制性和穩定性上將有很大的改善[15]。

6 結語

本文介紹了主電路結構選型，使用MATLAB/Simulink建立仿真模型來進行仿真，并對仿真結果進行了分析研究。研究結果表明采用電壓瞬時值反饋控制，系統可以在0.04 s就可達到穩定，在加入干擾信號后也具有一定的抗干擾能力。按照所選取的參數進行的仿真結果表明系統具有較好的動態性能和穩態性能，獲得了較理想的波形輸出。

基于芯片IR2110、TL494及SG3525A搭建的硬件控制電路具有控制簡單、能耗低、工作穩定等優點，在低成本的基礎上能夠滿足系統需求。

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