基于SG3525的開關電源設計

王曉鋒，王京梅，孫 俊，李 莉

(電子科技大學微電子與固體電子學院，四川成都 610054)

隨著電能變換技術的發展，功率MOSFET被廣泛應用于開關變換器中。為此，美國硅通用半導體公司(Silicon General)推出了SG3525，以用于驅動n溝道功率MOSFET。SG3525是電流控制型PWM控制器，可在其脈寬比較器的輸入端直接用流過輸出電感線圈信號與誤差放大器輸出信號進行比較，從而調節占空比，使輸出的電感峰值電流跟隨誤差電壓變化而變化。由于結構上有電壓環和電流環雙環系統，因此，開關電源無論是電壓調整率、負載調整率和瞬態響應特性都有提高，是目前比較理想的新型控制器。介紹了由SG3525芯片為控制核心的500 W高頻開關電源模塊，該電源模塊可應用于車載逆變電源的前級升壓。

1 SG3525的結構特性

SG3525脈寬調制控制器［1］，不僅具有可調整的死區時間控制功能，而且還具有可編式軟起動，脈沖控制封鎖保護等功能。通過調節SG3525第5腳上CT的電容和第6腳RT上的電阻就可以改變輸出控制信號PWM的頻率，調節第9腳COMP的電壓可以改變輸出脈寬，這些功能可以改善開關電源的動態性能和簡化控制電路的設計。

1.1 SG3525內部結構

SG3525的內部結構如圖1所示，由基準電壓調整器、振蕩器、誤差放大器、比較器、鎖存器、欠壓鎖定電路、閉鎖控制電路、軟起動電路和輸出電路構成。

1.2 欠壓鎖定功能

基準電壓調整器的輸入電壓為15腳的輸入電壓VC，當VC低于8 V時，基準電壓調整器的輸出精度值就得不到保證，由于設置了欠壓鎖定電路，當出現欠壓時，欠壓鎖定器輸出一個高電平信號，再經過或非門輸出轉化為一個低電平信號輸出到T1和T5的基極，晶體管T1和T5關斷，SG3525的13腳輸出為VC，11腳和14腳無脈沖輸出，功率驅動電路輸出至功率場效應管的控制脈沖消失，變換器無電壓輸出，從而實現欠壓鎖定保護的目的。

1.3 系統故障關閉功能

圖1 SG3525內部結構

集成控制器SG3525內部的T3晶體管基極經一個電阻連接10引腳。當系統過流時，過流保護保護電路將輸送給10腳一個高電平，由于T3基極與兩個或非門相連，故障信號產生的關閉過程與欠電壓鎖定過程類似。在電路中，過流保護環節還輸出一個信號到與門的輸入端，當出現過流信號時，檢測環節輸出一低電平信號到與門的輸入端，使脈沖消失，與SG3525的故障關閉功能一起構成雙重保護。

1.4 軟起動功能

軟起動功能的實現主要由SG3525內部的晶體管T3、外接電容C3及鎖存器來實現的。當出現欠壓或者有過流故障時，欠壓鎖定器的高電平傳到T3晶體管基極，T3導通為8引腳的外接電容C3提供放電的途徑，C3經T3放電到零電壓后，限制了比較器的PWM脈沖電壓輸出，使PWM比較器輸出為高電平，PWM高電平經PWM鎖存器輸出至或非門仍為恒定的邏輯高電平，晶體管T1和T5關斷，封鎖輸出。當故障消除后，欠壓鎖定器輸出恢復為低電平正常值，T3截止，C3電容由50 μA電流源緩慢充電，C3充電對PWM比較器和PWM鎖存器的輸出產生影響，同時對兩個或非門的輸出脈沖產生影響，其結果是使輸出脈沖由窄緩慢變寬，只有C3充電結束后，脈沖寬度不受C3充電的影響。這種軟起動方式，可使系統主回路電機及功率場效應管承受過大的沖擊浪涌電流。

2 系統結構設計

電源輸入電壓是由12 V蓄電池提供，圖2是選用SG3525設計的DC/DC直流變換器原理圖。性能指標是:輸入電壓為DC 10～35 V，輸入額定電壓為12 V，輸出為360 V，額定功率為500 W。系統由SG3525產生兩路反向方波來控制MOSFET的導通與關閉，MOSFET驅動采用由8050和8550構成圖騰柱輸出的直接推挽方式，增強了驅動能力。本設計在變壓器的中心抽頭加入12 V直流電壓，輸出部分采用橋式整流，在輸出點上有分壓電阻，將采樣到的電壓反饋到SG3525的1腳和9腳，以調節控制輸出方波占空比來穩定輸出電壓。采用推挽式功率變換電路，由于開關電源中的兩個開關管輪流交替工作，其輸出電壓波形對稱，并且開關電源在整個工作周期之內都向負載提供功率輸出，因此，其輸出電流瞬間響應速度高、電壓輸出特性良好。推挽式變壓器開關電源是所有開關電源中電壓利用率最高的開關電源，在輸入電壓低的情況下，仍能維持較大功率輸出［2］。

2.1 控制及驅動電路設計

圖2 DC/DC推挽變換器原理圖

如圖2所示，電路以SG3525為控制芯片，外圍電路簡單。電路中的鋸齒波生成電路由RT、CT和內部電路組成，取CT=2.2 nF，RT=11 kΩ，RD=220 Ω。根據 f=1/［CT(0.7RT+3RD)］計算出振蕩器輸出頻率約54 kHz，PWM輸出頻率約為27 kHz。軟啟動電容接入端接一個4.7 μF的軟啟動電容。只有軟啟動電容充電至其上的電壓使引腳8處于高電平時，SG3525才開始工作。系統中的基準比較調節電路則由基準引腳Uref，同相輸入端及外圍電阻構成。2腳的電壓固定值為5.1 V。SG3525的1，2，9腳及其外圍電路構成了PI調節器，其輸出與5腳鋸齒波和軟啟動電容一起可控制PWM控制器以產生方波。它的輸出級11、14腳輸出兩路互補的PWM波，采用圖騰柱式結構，灌電流和拉電流最大可達400 mA。

2.2 過流保護

如圖3所示，過流保護是通過在電壓輸出端串接一個0.33 Ω/5 W的精密電阻作為電流檢測元件，再將其采樣到的信號輸送到線性光耦PC817中，假如流過采樣電阻的電流過大，將導致光耦的發光二極管導通，進而使光耦輸送給SG3525的腳10一個高電平，使得其11腳和14腳輸出的PWM波立即消失，開關管停止工作，變壓器無輸出，達到過流保護的目的。設計省去了傳統的電流檢測元件:電流互感器，采用線性光耦進行輸入和輸出的隔離，使電路結構簡單可靠，降低了誤報率。

圖3 過流保護電路

2.3.1 最大磁通變化選擇

對于大部分的鐵氧體材料，磁感應強度在±0.2 T范圍內時，磁滯回線的變化可近似等于線性變化，如果超出了這個范圍，鐵氧體磁芯的磁滯回線就進入了彎曲部分，此時當開關管導通結束時，勵磁電流將會增大，線圈損耗不可避免的會增大。但是對于大多數鐵氧體來說，選擇峰值磁感應強度為0.2 T仍然很危險，因為當供電電壓或者負載快速變化時，如果誤差反饋放大器在某些開關周期內變化沒有這么快速的話，那么磁感應強度就會達到飽和值，進而損壞開關管，因此，選擇峰值磁感應強度為0.16 T［3－4］。

2.3.2 磁芯選擇

假設變壓器效率為80%，窗口使用系數為0.4，當輸入電壓為最小值Vin(min)=10 V時，每個開關管在其半周期內的占空比最大，假設為0.8 T/2，則變壓器的磁芯

式中，Bmax為最大磁感應強度;f為變壓器工作頻率;Ae為變壓器磁芯的有效截面積;Ab為變壓器磁芯的窗口面積;Dcma為繞線電流密度，取500圓密爾每有效值安培。

選取的磁芯材料為PC40，磁芯型號為EE42/21/20，該磁芯的有效截面積Ae=2.35 cm2，窗口面積Ab=2.75 cm2，代入上式得PO=620.4 W，遠大于設計目標500 W，所以選用該磁芯已經足夠。

2.3.3 變壓器匝數的選擇

初級匝數NP可由法拉第定律得

式中，Vin(min)為輸入電壓的最小值;T為周期;Ae為磁芯有效截面積;ΔB為0.8 T/2時間內的磁通變化。

取NP=2匝，次級繞組匝數

在變壓器的繞制過程中，為減少漏感，要將初級繞組和次級繞組緊密耦合。

2.4 輸出濾波器的設計

2.4.1 輸出電感的設計

輸出電感不允許進入不連續工作模式，否則反饋環對負載變化的調節性能將嚴重下降［5］，于是

而VO=V1(2Ton/T)，取 Ton=0.8T/2，Idc(min)取額定電流Io的1/10，則

經過實驗，取LO=4 mH已經足夠，上式中LO、VO和T的單位分別為H、V、和s;Idc(min)為最小輸出電流;Io為額定輸出電流，單位均為A。

2.4.2 輸出電容的設計

輸出電容CO的選擇應滿足最大輸出紋波電壓的要求，輸出紋波電壓由濾波電容的ESR的大小決定，紋波電壓峰峰值Vr為

式中，dI是所選的電感電流紋波的峰峰值。

另外，對于鋁電解電容，在很大容值及額定電壓范圍內，其ROCO的值基本不變，范圍是50×10－6～80×10－6。因此 CO可選為

假設Vr=VO/5000，dI=2IO/10，代入數據得CO≈310 μF，實際當中選用的是330 μF/450 V 的鋁電解電容。

3 設計驗證

參照以上分析所得到的參數設計了一款基于SG3525控制芯片的推挽式DC/DC直流升壓變換器，經過測試，滿載時，最大占空比接近0.5，電源效率為85%。圖4和圖5給出了電源正常工作時相關點的實測波形。

4 結束語

集成開關電源芯片的應用克服了以往開關電源設計中外圍元件和輔助電路復雜等問題，使開關電源高效化、模塊化，縮短了研發周期。該設計方案適用于要求低電壓輸入，而輸出功率又比較大的場合。實驗證明，此結構的電源性能穩定，可靠性高，抗干擾能力強。

［1］ 王劍英，長敏慧.新型開關電源實用技術［M］.北京:電子工業出版社，1999.

［2］ 戶川治朗.實用電源電路設計［M］.高玉萍，唐伯雁，李大寨，譯.北京:科學出版社，2005.

［3］ 普萊斯曼.開關電源設計［M］.2版.王志強，譯.北京:電子工業出版社，2005.

［4］ BILLINGS K.開關電源手冊［M］.張占松，汪仁煌，謝麗萍，譯.北京:人民郵電出版社，2006.

［5］ 張占松，蔡宣三.開關電源的原理與設計［M］.北京:電子工業出版社，2007.