一種回掃充電型大功率脈沖電源的設計

鄧鳳軍，洪遠剛，路俊勇，劉 東

（1.中國衛星海上測控部，江蘇 江陰214431;2.西安高壓電器研究院，西安7100772；3.陜西延長中煤榆林能化有限公司，陜西 榆林718500）

引言

在大功率脈沖雷達系統中，速調管是主要的放大器件，它的穩定工作，需要一個大功率的脈沖電源給其提供能量，此脈沖電源通常也稱為調制器。其作用是將直流高壓轉變成脈沖高壓，再經脈沖變壓器升壓，輸出高壓脈沖加載到速調管陰極。

同時，發射機的功率穩定度、噪聲和頻譜特性等與調制脈沖的脈沖頂降、前后沿時間、調制脈沖的脈間穩定性和邊沿抖動有關。因此，脈沖電源輸出調制脈沖的質量直接影響到射頻脈沖的質量。這就要求盡可能地提高脈沖電源的輸出幅度穩定度。目前，提高脈沖電源輸出幅度穩定度，可采用多種校平技術，回掃充電就是其中之一。

其優點具體表現在：

（1）省去笨重的高壓變壓器，可由電網直接整流，獲得高功率直流電源；

（2）閉環時，充電精度可達1‰，并可方便地調節充電電壓；

（3）充電、放電分時進行，調制器可承受較大的失配，而不導致開關管“連通”；

（4）可方便地實現延時充電及改變延時時間。

1 回掃充電原理

回掃充電的原理電路見圖1，其工作波形見圖2。電路中采用電網電壓經過直接整流濾波獲得的直流電源E作為充電電壓源，采用IGBT作為主逆變開關管（V1，V2），VD1和 VD2作為續流二極管（鉗位二極管）；TX1是回掃充電變壓器。TA是電流互感器，用以檢測充電峰值電流。放電電路采用SCR管作為放電開關（V3），VD3作為充電二極管；TX2是高壓脈沖變壓器，作為阻抗變換器，升高脈沖電壓，使人工線（PFN）對負載進行匹配放電，建立負載與調制器之間的匹配關系。圖3中，T1為賦能時間；T2為人工線充電時間；T3為充電后保持時間；T4為放電后保持時間；T為脈沖重復周期。

在T1期間，定時器通過控保電路輸出賦能脈沖drv1和 drv2，充電開關管 V1，V2導通，直流電源電壓UDC經IGBT加到充電變壓器TX1初級繞組兩端，由于充電變壓器TX1工作于線性狀態（不飽和），其初級電流i1線性增長。設該繞組勵磁電感為L1，則i1=UDC*(t-t0)/L1。在T1期間，電流互感器TA將電流i1的取樣值送到控保電路中的比較器。在T1終點，i1達到最大值（I1max），輸出賦能結束指令，充電開關管隨即關斷。由于鐵心內磁場不允許突變，變壓器次級電流i2由零躍升為I2max，I2max=I1max/n，n是充電變壓器次級對初級的升壓比。

圖1 回掃充電調制器原理框圖

在T2期間，充電變壓器次級電感L0與調制器中的人工線電容C0構成串聯諧振回路，TX1次級電流i2，通過充電二極管給人工線充電，人工線電壓up逐漸升高，而電流i2則逐漸減小，充電變壓器中儲存的能量轉化為人工線的儲能，直至在T2終點，i2下降為零，而人工線充電電壓上升至Upmax，完成了一個充電周期。同時，由于存在漏感，在T1終點，電流i1的下降有個過程，在這段時間里，漏感中的儲能通過二極管VD1，VD2返回直流電源。調制器中的充電二極管VD3阻止人工線通過充電變壓器次級繞組放電。

在T1期間，電流i1將能量以磁能形式貯入充電變壓器，因此也稱為賦能電流，這段時間稱為賦能時間。儲存在充電變壓器中的能量為：

在T2期間，人工線儲能為W2，設人工線總電容為 C，則

假設充電階段的效率為η，

圖2 回掃充電調制器波形圖

由上式可見，為確保人工線充電電壓的精度，必須精確控制貯入充電變壓器中磁能的數值，即必須精確控制電流I1max的大小，也就是必須精確控制充電開關管開啟與關閉的時間間隔。同時，充電開關管的通斷則由賦能脈沖控制，通過賦能電流與賦能脈沖寬度間的閉環，可最終確保人工線充電電壓的精度，這就是回掃充電提高脈沖幅度的基本原理。

2 系統設計

根據速調管的指標要求來設計脈沖電源。本脈沖電源主要技術指標為：峰值功率3 MW；調制脈沖幅度：75 kV，連續可調；脈沖電流幅度40 A；調制脈沖寬度 τ：2 μs；脈沖重復周期 T：171×10-3s；脈沖前沿：≤0.4 μs；脈沖后沿≤0.6 μs；調制脈沖頂降：≤5%；調制脈沖頂部波動；≤5%。

2.1 參數計算

2.1.1 人工線參數計算

根據速調管的參數，可知UB=75 kV，IB=40 A，當人工線阻抗與調制器負載匹配時：

式中：ηd為調制器的放電效率，取80%；Upmax為人工線充電電壓，取最大值7 kV。當脈沖寬度0.8 μs，人工線脈沖寬度 2 μs，則人工線電容變壓器副變等效電感（L0為充電階段從TX1副邊看過去的等效儲能電感，L0與C0構成串聯諧振電路）。

2.1.2 賦能時間T1，充電時間T2計算

由于雷達移相工作方式的需要，脈沖電源輸出要求能夠提前或延遲半個周期。這就要求賦能時間、充電時間以及放電后保持時間三者之和小于半個周期，即 T1+T2+T4+τ

2.1.3 充電變壓器變比n計算

2.1.4 脈沖變壓器變比計算

一般情況下，脈沖變壓器變比表達式為：

式中：ηd為調制器的放電效率，取80%；UL為變壓器次級電壓，取 75 kV；UPmax取 7 kV；計算得，n=23.8，設計時取n為25。

2.2 開關管IGBT選擇

IGBT各自承受最大正向電壓uQmax，在兩管均壓良好的情況下，uQmax=uDC=500 V。

考慮到開關管的承受能力，通常要求器件容量具有兩倍余量。同時，考慮管子必須具有10 ns級的開關速度，選用EUPEC公司生產的的IGBT管BSM300GA170DLS。

2.3 放電開關選擇

調制器中的放電開關一般選擇反向阻斷二極管（RBDT）、不對稱可控硅（ACR）和高頻可控硅（SCR）。RBDT具有較好的電流上升率（可達5 000 A/μs），很適合作窄脈沖工作，但其觸發電壓較高（幅度大于1 300 V），為保證其可靠工作，每管的觸發脈沖上升率應達到15～25 kV/μs，觸發器相當復雜，且管子價格昂貴。不對稱可控硅也具有很大的電流上升率，觸發信號同SCR差不多，具有很好的應用前景，但只能依靠進口，且價格昂貴。

考慮到放電開關管正向電壓必須大于UPmax，且要有一定的余量。通過的平均電流Iavg=f·τUPmax/Zn=2.7 A。綜上考慮，在本系統中放電開關管選用國產高頻大電流高電壓可控硅KG200-1200，采用10只串聯，以滿足指標要求，同時在2，3個SCR管損壞情況下，不影響系統工作。觸發脈沖分成10路，由一只F-2封裝的MOSFET管驅動10：1降壓變壓器，其輸出觸發10只SCR，觸發器電壓200 V，工作穩定可靠。

3 實驗結果

本脈沖電源設計滿足指標要求，圖3為賦能電流和充電電壓波形圖；圖4為感應法測得的系統輸出脈沖電壓波形圖。在實際工作中，因為速調管的

圖3 賦能電流和充電電壓波形圖

4 結論

脈沖雷達系統對調制器的指標要求越來越高，本文介紹了基于回掃充電的高壓脈沖電源的設計，通過理論分析和實驗驗證，系統能夠達到指標要求，且工作穩定可靠，表明系統設計的正確性，對于脈沖電源的相關設計具有一定的借鑒意義和推廣價值。性能指標有所差異，人工線并不需要充電到7 kV的高壓，通常為6 kV左右。從圖中可看出賦能時間約為 200 μs， 充電時間約為 400 μs。 充電電壓（1 000：1）約為6 000 V。輸出脈沖電壓的前后沿有一定展寬，但頂部起伏滿足指標要求，寬度滿足1 μs工作需要。

圖4 系統輸出脈沖電壓波形圖

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