反激式高頻環(huán)節(jié)AC-AC變換器并聯技術研究

陳 盛，陳道煉

（福州大學電力電子與電力傳動研究所，福州350108）

1 引言

AC-AC變換器，是電力電子學的主要電能變換形式之一。交-交型AC-AC變換器，主要包括晶閘管相控AC-AC變換器、矩陣AC-AC變換器[1]、脈寬調制低頻環(huán)節(jié)AC-AC變換器[2]和脈寬調制高頻環(huán)節(jié)AC-AC變換器[3-5]。其中，高頻環(huán)節(jié)AC-AC變換器具有高頻電氣隔離、雙向功率流、功率密度高、變換效率高、網側功率因數較高、音頻噪音低等優(yōu)點，可用來實現性能優(yōu)良的正弦交流穩(wěn)壓器、電力電子變壓器等領域。

高頻環(huán)節(jié)AC-AC變換器，包括Buck，Boost，Buck-Boost型三類[3-5]。 其中，Buck-Boost型（反激式）高頻環(huán)節(jié)AC-AC變換器具有電路拓撲十分簡潔、網側功率因數較高、變換效率高、動態(tài)響應快、短路時可靠性高、輸出容量小等特點。當需要擴大這類變換器的輸出容量時，可以通過將多臺變換器并聯來實現，從而需要解決其并聯均流問題。

本文提出并研究了反激式高頻環(huán)節(jié)AC-AC變換器多模塊主從式并聯控制策略，給出了兩個變換器模塊并聯實例，并對其進行了穩(wěn)態(tài)和動態(tài)仿真分析。

2 反激式高頻環(huán)節(jié)AC-AC變換器拓撲與控制策略

反激式高頻環(huán)節(jié)AC-AC變換器電路拓撲族[5]，包括單四象限功率開關式、推挽式、半橋式、全橋式電路。其中，單四象限功率開關式拓撲如圖1（a）所示，結構最簡潔，開關數量少，本文以其為例進行研究。

反激式高頻環(huán)節(jié)AC-AC變換器采用電壓瞬時值反饋控制策略。具有輸入電壓極性和工作模式選擇的同頻變換器電壓瞬時值反饋控制原理，如圖1(b)、(c)所示。圖中iL21為高頻儲能式變壓器副邊電感電流iL2的基波分量。

圖1 反激式高頻環(huán)節(jié)AC-AC變換器拓撲及其輸出電壓瞬時值反饋控制策略

將變換器輸出的正弦交流電壓uo的采樣信號與基準正弦信號ur（與輸入電網電壓同步）比較，經PI調節(jié)器后得到了誤差放大信號ue及其反相信號，該誤差放大信號ue及其反相信號分別與三角波載波uT比較后得到了PWM信號uhf1，uhf2；uhf1信號分別與輸入電壓極性選擇信號usy及其反向信號相或后得到了功率開關S3，S1的控制信號，uhf2信號分別與usy及其反向信號相或后得到了功率開關S2，S4的控制信號。通過調節(jié)PWM信號的占空比，即可實現同頻變換器輸出電壓的穩(wěn)定與調節(jié)。

按輸出電壓uo和iL21極性劃分，變換器的工作模式分為A，B，C，D，每一種工作模式相當于一個單管單向反激變換器。當 uo＞0，iL21＞0 時，變換器工作在模式 A，S1高頻斬波，S2，S3常通，S4截止，ui，L1，L2，S1，D4，Cf，ZL構成一個單管單向反激變換器，電源向負載供電，等效電路如圖2(a)所示。當 uo<0，iL21＞0時，變換器工作在模式 B，S3高頻斬波，S1，S4常通，S2截止，ui，L1，L2，S3，D2，Cf，ZL構成一個單管單向反激變換器，負載向電源饋電，等效電路如圖2(b)所示。當uo<0，iL21<0時，變換器工作在模式C，S2高頻斬波，S1，S4常通，S3截止，ui，L1，L2，S2，D3，Cf，ZL構成一個單管單向反激變換器，電源向負載供電，等效電路如圖2(c)所示。當uo＞0，iL21<0時，變換器工作在模式 D，S4高頻斬波，S2，S3常通，S1截止，ui，L1，L2，S4，D1，Cf，ZL構成一個單管單向反激變換器，負載向電源饋電，等效電路如圖2(d)所示。

圖2 反激式高頻環(huán)節(jié)AC-AC變換器的4種工作模式

工作模式取決于輸出濾波電容與負載的并聯阻抗性質，而不僅僅取決于負載的性質。當負載為空載、阻性和容性時，變換器工作于容性工作模式；當負載為感性時，根據輸出濾波電容與感性負載的并聯等效阻抗不同，變換器可工作于阻性、感性和容性工作模式。輸出濾波電容與負載的并聯阻抗等效為感性、容性、阻性時，變換器的工作模式順序分別為 A-B-C-D，D-C-B-A，A-C。

3 多模塊變換器并聯均流技術

3.1 并聯均流控制方案

常用的并聯均流方法[6-8]有輸出阻抗、主從設置、按平均電流值自動均流、按最大電流值自動均流、按熱應力自動均流和外加均流控制器均流等方法。綜合比較六種均流方法，并結合反激式高頻環(huán)節(jié)AC-AC變換器外特性分析，可知當變換器工作于電流DCM模式時具有類電流源特性[5]，要達到變換器均流效果，只需使輸出電流相同，因此可以采用主從式并聯方法，然后附加均流控制環(huán)使各個變換器輸出電流與主模塊一致。

當n臺變換器進行直接并聯，要使變換器均流，只要使n臺變換器的輸出電流相同。變換器的輸出電流等于高頻儲能式變壓器的副邊電感電流的平均值IL2A，IL2(1)A…IL2(n)A，故要實現并聯均流控制，只要使n臺變換器的變壓器副邊電感電流iL2，iL2(1)…iL2(n)的平均值IL2A，IL2(1)A…IL2(n)A相等即可。這里變壓器副邊電感電流的平均值IL2A，IL2(1)A…IL2(n)A可以用下式表示：

式中Ts為變換器的開關周期。

因此，采用的控制方案是直接并聯控制外環(huán)采用輸出電壓瞬時值反饋、內環(huán)取變壓器的副邊電流作為均流控制變量，控制方案如圖3所示。圖中n臺變換器的輸出端直接并聯，將其變壓器副邊電流iL2，iL2(1)…iL2(n)采樣出來，求絕對值、平均值后，將 IL2A，IL2(1)A…IL2(n)A輸入差分比較器得到均流誤差信號Ie1，Ie2，…Ien，然后與主變換器的ue綜合，從而去控制各從變換器的工作，使得各從變換器副邊電流與主變換器一致，達到并聯均流的目的。三角波uT1，uT2，…uTn相位各相差360°/n，這樣有利于減小輸出電壓的紋波。其缺點是：如果主變換器發(fā)生故障，則均流失敗。

圖3 并聯均流控制方案

圖4 兩臺反激式高頻交流環(huán)節(jié)AC-AC變換器并聯均流控制框圖

3.2 反激式高頻環(huán)節(jié)AC-AC變換器并聯控制方案

以兩臺單四象限功率開關反激式高頻環(huán)節(jié)AC-AC變換器的并聯為例，根據圖3的均流控制方案，結合圖1的電壓瞬時值反饋控制策略，可得到并聯均流控制框圖，如圖4所示。其中三角波uT，uT′相位差180°，這樣可以減小輸出電壓紋波。

4 仿真分析

圖5 兩臺反激式高頻環(huán)節(jié)AC-AC變換器并聯穩(wěn)態(tài)仿真波形

仿真實例：單四象限功率開關式電路拓撲，額定容量2×500 VA，輸入電壓220 V±10%50 HzAC，輸出電壓220 V 50 HzAC，變壓器匝比N1/N2=N3/N4=1，原邊電感為L1=L3=120 μH，輸出濾波電容為Cf=9 μF。

4.1 穩(wěn)態(tài)仿真

兩臺反激式高頻環(huán)節(jié)AC-AC變換器并聯穩(wěn)態(tài)仿真波形，如圖5所示。圖5(a)、(b)分別為輸入電壓198 V感性滿載、輸入電壓198 V容性滿載時的輸出電壓、誤差電壓、副邊電感電流波形。圖5(c)為輸入電壓242 V阻性滿載時的輸入、輸出電壓波形。從仿真結果可以看出，兩臺并聯變換器在不同負載情況下輸出電流均相同，均流程度好，負載適應能力強。圖5(d)為變換器電感電流局部展開圖，可以看出兩臺并聯變換器的電感電流相移相差180°，輸出電壓紋波小。并聯變換器在不同輸入電壓時輸出電壓穩(wěn)定度高，因此系統(tǒng)具有良好的輸入電壓調整率。

4.2 動態(tài)仿真

兩臺反激式高頻環(huán)節(jié)AC-AC變換器并聯負載突變動態(tài)仿真波形如圖6所示。由仿真結果可看出在空載、阻性滿載、感性滿載、容性滿載相互切換的動態(tài)情況下，從模塊的均流誤差信號Ie1，Ie2均能迅速變化，使并聯變換器在短時間內重新達到均流的效果，系統(tǒng)動態(tài)性能好。

圖6 兩臺反激式高頻環(huán)節(jié)AC-AC變換器并聯負載突變動態(tài)仿真波形

5 結論

通過分析研究得到了如下結論：

（1）反激式高頻環(huán)節(jié)AC-AC變換器具有電路拓撲十分簡潔、網側功率因數較高、變換效率高、動態(tài)響應快、短路時可靠性高、輸出容量小等特點，將多個反激式高頻環(huán)節(jié)AC-AC變換器進行并聯，是擴大這類變換器輸出容量的有效途徑；

（2）主從式并聯均流控制方案，并聯控制外環(huán)采用輸出電壓瞬時值反饋，內環(huán)取各模塊的副邊電感電流平均值作為均流控制變量，從而去控制各從變換器的工作，使各從變換器副邊電流與主變換器一致，達到并聯均流的目的；

（3）給出了仿真實例，并對其進行穩(wěn)態(tài)和動態(tài)仿真；

（4）仿真結果證實了所提出的主從式并聯均流控制方案的可行性，并且這類并聯變換器具有均流程度好、穩(wěn)壓性較好、動態(tài)響應速度快等優(yōu)點。

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