一種基于UC3879的新型軟開關DC/DC移相全橋變換器

張友榮 錢亮 胡亮

(1.空軍雷達學院黃陂校區，湖北武漢 430345;2.空軍雷達學院研管大隊，湖北武漢 430019)

0 引言

移相全橋結構是目前國內使用最廣泛的DC/DC變換器的結構之一［1］，為了減小變換器的體積和重量，我們只有提高開關頻率，而頻率提高的同時也帶來了損耗增加的問題，為了解決這個問題就必須實現軟開關。

目前為了解決這個問題，提出了很多方案。如原邊使用飽和電感的ZVZCS電路，效果不是很理想［2］;使用無源無損網絡副邊箝位ZVZCS電路會引起很大的尖峰電流［3］;變壓器初級串入隔直電容和飽和電感ZVZCS電路由于發熱量大而無法在工程中實際應用［4］;采用有源箝位 ZVZCS電路存在環流，損耗大等問題［5］。文中通過在滯后臂并聯一個由電感和電容組成輔助網絡來解決這個問題。

1 移相全橋變換器的結構

采用新型DC/DC變換器的原理框圖如圖1所示，電網電壓EMI濾波器后經過變壓器降壓，再整流為直流電，輸入濾波電感和電容除了起濾波的作用外，還可以提高功率因子。直流電壓經過新型的DC/DC變換器變換成需求的直流電壓，控制電路采用集成芯片UC3879來實現控制，其中設計fs=20kHz，使電壓按照要求穩定在48V。保護電路中設計了Vin的過、欠壓保護，V0過壓保護，防止同一橋臂直通保護，開關管過流保護，過熱保護。

圖1 新型軟開關DC/DC變換器的原理框圖

2 新型軟開關DC/DC移相全橋變換器工作原理

圖2給出了新型軟開關DC/DC移相全橋變換器的電路圖，輔助網絡 Ca1、Ca2、La并接在全橋網絡上。通過 CS1、CS2、DS1、DS2和變壓器的漏感來實現超前橋臂S1和S2的軟開關。通過輔助網絡來實現滯后橋臂S3和S4的軟開關。

圖2 新型軟開關DC/DC移相全橋變換器的電路圖

圖3給出了新型軟開關DC/DC移相全橋變換器一個開關周期內的工作波形，S1和 S2通過 CS1、CS2、DS1、DS2和變壓器的漏感來實現軟開關［1］。t2時刻，變壓器T2次級截止，變壓器T1將原邊電流ipri與T1的勵磁電流im1之差轉換到次級，通過Do1分別給Co1充電，給Co2放電。輕載時，初級電流ipri在t3時刻時仍小于零，輔助電感電流iLa仍處于續流狀態，流過S3和Da1。可以實現S3的ZVS，重載時由于流過Do1、Do2的電流iDo1、iDo2隨負載的增大而增大，作用到串聯變壓器原邊漏感L1kg上的電壓也隨之變大，使得原邊電流ipri在通過S1、S3環流期間更迅速減小，在S3關斷前ipri已經減小到零并反向增加，通過S3的反并聯二極管DS3續流，使S3在t3時刻得以實現零電流關斷(ZCS)。t3時刻S3關斷時，初級主回路電流ipri仍小于零，沒有反向。S3在t3時刻關斷后，ipri和 iLa從 S3逐漸轉移到 CS3、CS4，CS3充電，CS4放電。t4時刻前，CS3充電到VCS3=Vin，VCS4放電到零，S4在t4時刻實現零電壓開通。

圖3 變換器一個開關周期內的工作波形

3 電路參數的設計

3.1 主要功率器件的選擇

采用新型軟開關DC/DC移相全橋變換器制作了一臺實驗樣機單相交流輸入，有效值波動范圍:，即176 V～253 V;頻率:45 Hz～65 Hz。輸出電壓:額定值48V，浮充電壓52.8V，均充電壓57.6V，輸出電流:額定值6.25A;具有輸入過壓/欠壓保護、輸出過壓保護、過流保護，開關管1MBH60D(帶寄生二極管);功率二極管HFA25TB60。

3.2 UC3879控制電路的設計

選用移相控制芯片UC3879作為控制芯片。UC3879的內部結構圖見文獻6，其主要工作設計特點如下:

(1)可以實現0%－100%的占空比控制

(2)可以設置死區

(3)可以進行自保護

(4)欠電壓鎖定

(5)啟動電流低

(6)軟啟動控制

(7)應用范圍廣

3.2.1 UC3879 外圍電路的設計

UC=Uin=U(UVSEL)=15V，設置fs=20kHz。RT腳和地之間的電阻決定定時電容的充電電流，而放電電流被內部固定在10mA固此。與IC的CLKSYNC腳輸出信號占空比相符合的振蕩器的占空比Dlin如下

接在CT腳和地之間的定時電容與Dlin和RT，有如下關系

在實際電路中，CT比RT較難確定。我們取CT=2.2nF。我們可以依據式(1)、(2)得到

可以得到RT=21K，在實際電路中可以用一個50K的滑動變阻器代替。

3.2.2 死區電路

OUTA和OUTB、OUTC和OUTD之間的死區由兩方面來確定:① 橋臂的令開關時間;② 由受初級最大的占空比限制。tdelay可以由以下公式計算

Udelay是延遲設定腳電壓(一般都是2.5V)，Rdelay是DELAYAB和DELAYC－D與地之間的電阻值。由以上分析可以得到DELAYA-B引腳的電阻值為50K。滯后臂死區時間由接在DELAYC-D引腳的電阻來決定，確定電阻值為20K。

3.2.3 電壓回饋環節

電壓調節器是利用UC3879內的誤差放大器進行的，該誤差放大器的同相輸入端在芯片內固定為2.5V。作為電壓給定信號，輸出電壓送到誤差放大器的反相端。電阻跨接在反相端主要起一個調解電壓的作用。

3.2.4 保護電路

為了使開關管電流過大，通過電壓互感器將信號引入CS引腳起保護作用，其它的也是類似。

3.2.5 軟啟動

為了保證有充足的軟啟動時間，在SS引腳接入3.3μF的電容，VREF引腳使高精確度的5V電壓基準信號。

4 實驗結果

本文參數設計要求:輸出直流電壓Uin=48V，變壓器原、副邊的變比K=3，變壓器漏感L1kg=40μH，變壓器等效電感 Lm=500μH，超前、滯后橋臂并聯電容Cs1=Cs2=Cs3=Cs4=1nF，輔助網絡電容Ca1=Ca2=1nF，輔助網絡電感La=300μH，輸出箝位電容Co1=Co2=6μF，輸出濾波電容Co=1mF，開關管1MBH60D(帶寄生二極管)，功率二極管HFA25TB60，開關頻率fs=20kHz。實驗結果如圖5所示。

圖5(a)為開關管S1、S3驅動波形。S1、S4為斜對角兩個開關管，其中開關管S1相位超前開關管S4，之間相差一個移相角，相移5μs;圖5(b)是開關管S1的驅動及管壓降波形說明其實現了軟開關;圖5(c)是帶輔助網絡75%全負載時，滯后橋臂開關管S3管壓降和驅動波形。可見S3開通之前，其管壓降Vds已降為零，能夠較好的實現零電壓開通。圖5(d)為全負載，也即重載情況下，開關管S3驅動波形和變壓器初級電流波形。由于實驗中流過開關管S3不便測量，這里通過和變壓器初級電流比較來分析開關管S3的零電流關斷情況。由圖可見，在S3關斷之前，ipri已經反向，通過與S3的反并聯二極管DS3流動，實現了S3的零電流關斷。從圖5(e)圖中可以看出，輔助電容在開關管S3和S4開關過程中電壓為 Vin，不參與工作。圖6給出了效率實驗的對比曲線可以看出，該實驗電路的最高效率為94.4%，滿負載時效率為93.2%。

圖6 功率變換器的效率圖

5 結論

實驗表明，新型軟開關DC/DC移相全橋變換器，能既能在較寬的負載范圍內實現滯后橋臂的ZVS，也能快速降低環流電流，從而顯著地減小變換器的環流損耗和開關損耗，提高變換器的工作效率。采用移相控制器UC3879，使該電源模塊控制簡單、方便、外圍組件少，且具有軟啟動和逐周限流的功能。

［1］ 阮新波，嚴抑光.脈寬調制DC/DC全橋變換器的軟開關技術［M］.北京:科學出版社，2001.

［2］ Guichao Hua，F C Lee，Milan M Jovanovic.An Improved Full-Bridge Zero-Voltage-Switched PWM Converter Using a Saturable Inductor［J］.IEEE Trans.on Power Electronics，1993，8(4):530－534.

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［4］ CHO J G，SABATE J，HUA G，et al.Zero Voltage and Zero Current Switching Full-Bridge PW M Converter for High Power Application［C］.In IEEE PESC 94 Rec，1994:102－108.

［5］ CHO J G，JEONG C Y，LEE F C.Zero-voltage and zero-currents witching full bridge PWM converter using secondary active clamp ［J］.IEEE Trans.on Power Electronics，1998，13(4):601－607.

［6］ Texas Instruments公司.Phase Shift Resonant Controller.

［7］ 趙振民，岳云濤.一種基于UC3879控制的全橋軟開關DC/DC變換［J］.電力電子技術，2005，39(3):107－110.