采用噪聲抵消技術的寬帶SiGe HBT低噪聲放大器設計*

孫博韜，張萬榮，謝紅云，陳 亮，沈 珮，黃毅文，尤云霞，王任卿

(北京工業大學電子信息與控制工程學院， 北京100124)

低噪聲放大器作為接收機的第一級，其增益、噪聲系數等性能對整個系統功能的實現起著決定性作用。寬帶低噪聲放大器要求在很寬的頻帶范圍內實現阻抗匹配，提供必要增益并引入盡可能小的噪聲。目前常用的寬帶低噪聲放大器結構有電阻負反饋結構[1-2]、帶通濾波結構[3]、分布式結構等[4-5]。但是無論采用上述任何一種結構的低噪聲放大器都需反復協調電路參數，在阻抗匹配和噪聲匹配之間進行折衷，給設計帶來了難度。因此，提出一種能將阻抗匹配與噪聲匹配分離，在調節阻抗匹配的同時不影響電路的噪聲系數的匹配，對降低設計復雜度、縮短設計周期、降低設計成本具有重要意義。

本文基于廣泛應用于通信領域的SiGe HBT晶體管，提出了一種采用噪聲抵消技術的寬帶低噪聲放大器的設計方法。該方法在滿足寬帶輸入阻抗匹配的同時，將匹配網絡引入的噪聲在輸出端消除。應用Jazz 0.35 μm SiGe BiCMOS工藝，設計出了一款滿足TD-SCDMA、WCDMA、CDMA2000等協議的0.8-2.4 GHz的寬帶低噪聲放大器。仿真結果表明，該電路在頻帶范圍內具有較高的增益、較低的噪聲和良好的端口匹配。

1 噪聲抵消技術原理

1.1 SiGe HBT的噪聲模型

SiGe HBT具有優良的頻率特性、增益特性和噪聲特性[6]，并能與成熟的Si平面工藝兼容，使之具有低的成本和高的集成度[7]，因此非常適用作LNA的有源器件。高頻時SiGe HBT的主要噪聲源有以下幾種：基極電流散粒噪聲源、集電極電流散粒噪聲源以及基極電阻熱噪聲源[8]。其噪聲等效電路如圖1所示[9]。它們是由獨立的物理機制引起，所以各噪聲源相互獨立，均方值各為

圖1 異質結晶體管的噪聲等效電路

分別考慮幾個噪聲源獨立的影響，再根據電路疊加定理可得流入集電極的總噪聲電流和流出發射極的總噪聲電流，其值如下

一般rπ?1/gm，此時可認為，且兩者完全相關，這為實現噪聲抵消提供了條件。

1.2 噪聲抵消原理及分析

噪聲抵消的目的是通過使輸入匹配器件引入的噪聲在輸出端得到抵消而實現阻抗匹配和噪聲匹配的去耦[10]。本文提出一種包括兩條支路的噪聲抵消結構，如圖2 所示。跨導放大器Gm3為此結構的主要放大器件，通過在其前端串聯一個共基極晶體管實現寬帶輸入匹配。合理選取并聯支路Gm2的增益，可使匹配晶體管Q1引入的噪聲在Z點消除。

圖2 噪聲抵消原理

此結構的輸入阻抗由共基極晶體管的輸入阻抗Zin1與跨導放大器的輸入阻抗Zin2并聯得到。通過改變晶體管Q1的偏置調整Zin1，可滿足Zin1∥Zin2=RS，實現輸入匹配。由于可認為發射極和集電極噪聲電流大小相等，且完全相關，可將共基極晶體管看成是一個無噪聲晶體管Q1與噪聲源的并聯。設ZX、ZY分別為從共基極結構的輸入端、輸出端向外看的阻抗。則噪聲電流源在X點產生的噪聲電壓為

在Y點產生的噪聲電壓為

兩點的噪聲電壓經過兩路跨導放大器放大，在輸出端得到的噪聲電流為

可見，當滿足ZXgm2=ZYgm3條件時，輸入匹配晶體管Q1引入的噪聲可在輸出端消除。此時噪聲抵消條件中不含晶體管Q1的參數，即調節Q1管的偏置實現輸入匹配的過程不影響整個電路的噪聲性能，因此實現了阻抗匹配與噪聲匹配的去耦。同時，因為兩路的信號電流的相位相同，增益得到了提高。

2 電路設計與仿真驗證

2.1 電路結構

我們采用捷智Jazz 0.35 μm SiGe異質結(HBT)工藝庫的器件進行低噪聲放大器的設計。電路結構如圖3所示。采用Q3和Q4組成的cascode結構作為放大器的主要部分，以減小共射晶體管的密勒效應，展寬放大器帶寬[11]。晶體管Q6和Q3組成的電流鏡結構為Q3提供直流偏置，通過改變電阻Rb1使晶體管工作在放大狀態。輸入匹配由共基極連接的晶體管Q1實現。Q7集電極電阻Rb1的大小可以改變其輸入阻抗以實現寬帶匹配。并聯于輸入端的共射極連接的晶體管Q2與其鏡像偏置電路組成了圖2中的跨導放大器Gm2。調整Rb2的阻值改變Q2偏置點可以改變跨導放大器的跨導，使Q1引入的噪聲在Z點消除。片外電感L1的作用是平衡Q1管的輸入電容，并為Q1的發射極電流提供直流通路。L2則是為了補償高頻增益的衰減。C1和L3組成了電路的輸出匹配網絡。

圖3 寬帶噪聲抵消LNA電路結構

圖4 帶內S11(a)和NF(b)的平均值與Q1、Q2 集電極電流 的關系

圖4分別給出了Q1、Q2處于不同偏置下時，頻帶內S11(a)和NF(b)的平均值。可以看出，隨著Q2集電極電流的變化， S11的值保持在一個相對穩定的范圍內(對寄生電容的變化會改變其與L1的諧振點，影響較小)， NF則有很大的變化。而隨著Q1集電極電流的變化， NF基本保持恒定， S11則變化較大。這說明，調節Q1的偏置可實現阻抗匹配而對噪聲系數有較小的影響，調節Q2的偏置可取得最小噪聲而對輸入阻抗匹配有較小的影響。即，實現了阻抗匹配和最小噪聲的去耦。兼顧增益、電壓擺幅等因素，最終選取L1=700 nH， L2=3.2 nH， RL1=380 Ω， RL2=85 Ω， Q1、Q2、Q3的集電極電流分別為1.7 mA、11 mA和2 mA。

2.2 仿真結果及分析

圖5給出了整個帶寬內LNA噪聲系數NF和正向增益S21與未加噪聲抵消結構時的對比。仿真結果顯示，整個帶寬內噪聲系數小于3.25 dB，噪聲特性良好，相比未加噪聲抵消結構前有明顯的改善(大于7 dB)。同時，與未加噪聲抵消結構相比， S21提高了6 dB，達到17 dB左右。這是因為，當滿足噪聲抵消條件時，兩條支路的總增益

圖5 NF(a)和S21(b)與未加噪聲抵消結構的對比

其中ZL為從Q4輸出端向輸出匹配網絡看的等效阻抗。相比Q2管關斷時增益提高了一倍(約6 dB)。

圖6給出了放大器S11、S22和S12的仿真結果。整個頻段范圍內S11小于-17 dB， S22小于-12.5 dB，實現了良好的輸入輸出匹配。S12小于-50 dB顯示了電路具有極佳的反向隔離特性。此外，放大器輸出端穩定因子Mu_l在整個頻帶內均大于4，表明了放大器在整個帶寬內無條件穩定。這是因為放大器不包含反饋網絡，不存在因反饋導致的不穩定問題[12]。

圖6 低噪聲放大器S11、S22和S12隨頻率變化曲線

3 結論

本文提出了一種基于噪聲抵消技術的寬帶SiGe HBT低噪聲放大器的設計方法，并利用該方法設計了一款應用于0.8-2.4 GHz的寬帶低噪聲放大器。該電路包括并聯的兩條等增益支路，分別用于寬帶匹配和將匹配器件引入的噪聲抵消，實現了阻抗匹配和噪聲匹配的去耦。仿真結果顯示，頻帶內，該結構在不破壞端口匹配等性能的前提下顯著改善了增益特性和噪聲特性。放大器的優越性能證明了該設計方法的可行性。

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