單極性移相控制矩陣式高頻鏈逆變器控制方法

趙永濤，鄭連清

（重慶大學輸配電裝備及系統安全與新技術國家重點實驗室，重慶 400044）

Mr.Espelage自1977年提出了高頻鏈逆變技術的新概念后[1]，高頻鏈逆變器越來越引起人們的關注。矩陣變換器作為一種綠色變換器，具有輸入功率因數可調，輸出電壓和頻率可調，能量可以雙向流動，無中間直流儲能環節等優點，具有廣闊的應用前景。然而國內外學者更多的是對矩陣變換器拓撲中三相交流變換到三相交流拓撲的研究[2-4]，在較少有關單相交流變換到三相交流的文獻報道中，文獻[5]利用混合調制策略實現了矩陣變換器開關的零電壓轉換，但此控制策略需要采用正負斜率的鋸齒載波，而且需要實時檢測三相調制波的幅值和載波的斜率，實現過程比較復雜。文獻[6]采用MCT（MOS控制晶閘管） 實現了性能改進的高頻鏈能量轉換，但并未對矩陣變換器部分的控制策略做具體分析。文獻[7]采用自然換流相角控制方法實現了對整個系統的控制，但需要正負斜率的鋸齒載波和檢測輸出電流的極性。本文針對矩陣變換器中的單相交流變換到三相交流拓撲提出了一種新型控制方法，通過將移相控制思想、正弦脈寬調制和脈沖密度調制方式相結合實現了對系統的控制，該方法原理簡單，易于實現。采用Saber仿真軟件對系統進行了計算機仿真，仿真結果驗證了該控制策略的可行性。

1 電路拓撲與工作原理

單相交流變換到三相交流矩陣式高頻鏈逆變器的主電路拓撲及控制示意框圖如圖1所示，u、v、w分別是三相對稱調制波，uc是三角載波。主電路如圖1(a)，前級由移相全橋電路和高頻變壓器組成高頻逆變橋，后級由矩陣變換器和輸出濾波電路組成。該電路利用前級移相全橋電路所產生的周期性電壓凹槽來為后級矩陣變換器實現零電壓開關創造條件。如圖1(b)所示，通過控制移相全橋逆變電路高頻開關Q1～Q4，在變壓器副邊得到雙極性高頻脈沖，再由矩陣變換器對高頻脈沖整流，由濾波電路濾除高次諧波，從而在輸出端得到低頻的交流電壓。

對于電壓型逆變器來說，輸入電壓為直流，可采用空間矢量控制、直接轉矩控制等方法來生成常規PWM波，而本拓撲前級移相全橋電路輸出電壓為雙極性高頻交流脈沖列，為了實現矩陣變換器功率開關的軟化，不能采用直流電壓源逆變器的PWM生成方法直接對開關管進行控制，而需要采用脈沖密度調制方法。此種控制方式條件下功率器件開關轉換時的電壓為零，開關損耗可以忽略，有利于電路開關頻率的提高，便于電力電子裝置的集成。將常規SPWM波與雙極性高頻電壓脈沖進行同步后，才能去控制矩陣變換器的開關管。同步后的SPWM波稱為軟化SPWM波。文獻[8]以空間矢量生成SPWM波形方法為例，經分析后知軟化SPWM波形與常規SPWM波形最大會產生一個高頻脈沖的相移，軟化后的SPWM波形如圖2所示。該軟化SPWM波按下述原則進行控制，可獲得與常規SPWM波形基本相同的輸出電壓效果，也可使矩陣變換器的雙向開關實現ZVS條件，降低開關損耗：（1）當某相軟化SPWM波形為高電平時，若Ug＞0，則該相上管導通；若Ug＜0，則該相下管導通，但總使該相輸出為正；（2）當某相軟化SPWM波形為低電平時，若Ug＞0，則該相下管導通；若Ug＜0，則該相上管導通，但總使該相輸出為負；（3）若Ug=0，則某相軟化SPWM波形不論是高電平還是低電平，都能使該相橋臂開關進行開通和關斷。

定義軟化U*、Ug為“1”時呈高電平狀態，反之呈低電平。定義開關函數：

根據以上控制原則列出真值表如表1所示。

表1 開關控制邏輯Tab.1 Control logic of switches

2 電路控制策略

本電路實現控制策略的關鍵在于如何將常規SPWM波進行軟化及軟化后的SPWM波形如何與矩陣變換器輸入端雙極性高頻脈沖同步。為了使矩陣變換器的開關實現軟開關，不能用常規SPWM波直接驅動變換器的開關管，而必須經過一定的處理，使得SPWM波與矩陣變換器輸入端雙極性高頻脈沖同步后才能控制其開關管。這部分使SPWM波形與雙極性高頻脈沖同步的電路稱為軟SPWM波形產生電路[9]。實現軟化SPWM波形的控制邏輯如圖3所示。Ug是高頻逆變橋產生的雙極性高頻交流脈沖列，SPWM信號是三相對稱正弦調制波和三角載波比較后產生的常規SPWM波形，SPWM*為軟化的SPWM波。軟化后的SPWM波與矩陣變換器輸入端高密度脈沖列的同步環節可由圖4電路實現。

以產生U相開關控制信號為例，Ug為高頻脈沖列，Vref為需要設定的基準值，此基準值的設定是為了將高頻脈沖列歸一化，兩路信號Ug和Vref進行比較后產生的互補高頻脈沖列(忽略死區時間)經過“或”門進行合成，合成后的信號反相后與反相軟SPWM波相“與”，再經過信號反相器作為脈沖密度調制方式中進行正極性調制的信號，或門輸出的信號與軟SPWM波相“與”后作為脈沖密度調制方式中的負極性調制信號，然后經加法器進行信號合成，從而生成經PDM調制后與高頻逆變橋變換的雙極性高頻脈沖同步的軟化SPWM波Uu*。由表1可知，矩陣變換器的各橋臂上下管的驅動信號與軟Ui*波的關系為：

由(2)式可知，通過“異或”門和“同或”門對軟化SPWM波進行邏輯處理后可產生矩陣變換器各橋臂上下開關管的驅動信號，實現比較簡單。

3 仿真結果及分析

本電路整個系統的仿真均由Saber軟件來實現。仿真參數如下：輸入直流電壓U=100 V，移相角35°，移相電路上下管死區時間Td=3μ s，高頻逆變橋的開關頻率fs=25 kHz，脈沖密度調制部分調制波頻率50 Hz，三角載波頻率fc=2 kHz，變壓器變比n1∶n2=1∶2。圖5為矩陣變換器開關驅動信號與變壓器電壓部分放大波形。由圖5知，矩陣變換器開關在高頻逆變橋生成的電壓凹槽處換相，實現了開關管的零電壓換相，大大降低了開關損耗。圖6(a)為常規SPWM波經軟化同步處理并經脈沖密度調制后生成的軟開關驅動信號，圖6(b)是部分放大后的波形，以此種方式控制矩陣變換器的開關管，能大大降低開關損耗。圖7為濾波器前端輸出的單極性SPWM波。圖8為輸出線電壓的頻譜分析圖，輸出線電壓頻率除50 Hz以外還有一定的高次諧波。

4 結束語

針對此拓撲提出了一種將移相控制思想、正弦脈寬調制和脈沖密度調制方式相結合的控制策略，此控制方法思路清晰，實現過程簡單。我們還進行了仿真研究，由仿真結果知理論分析與仿真結果是一致的，驗證了該控制策略的正確性。

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