頻域均衡在ＬＴＥ項目上ＳＣ－ＦＤＭＡ上行鏈路上的應用

摘要：簡要介紹了LTE項目的中了上行SC-FDMA方案，討論了SC-FDMA的基本傳輸方案。在這個基本的SC-FDMA系統之上，再將頻域均衡技術結合進去，最后再對整個完整的系統進行仿真，從而考察均衡技術在多徑干擾環境中SC-FMDA鏈路的表現。并通過仿真討論用戶數目對于通信系統誤碼率的影響，并比較不同映射方式的性能。

關鍵詞：單載波頻域均衡(SC-FDE)；單載波頻分多址(SC-FDMA)；長期演進項目（LTE）

中圖分類號：TN92文獻標識碼：A文章編號：1009-3044(2008)17-21421-04

1 引言

未來十年，移動通信網絡將沿著寬帶化、分組化、扁平化的方向演進，在滿足多樣化通信要求的同時，將大大提高系統容量和降低網絡成本。蜂窩通信、移動廣播電視、無線寬帶通信加速相互滲透，網絡趨于融合。為了面向未來、打造持續的競爭力，3GPP（3rd Generation Partnership Project）組織成立了LTE（Long Term Evolution）研究項目。LTE項目制定的出發點是保證3GPP未來十年的競爭力，從性能、功能、成本上得到全面提升。

在LTE項目中，上行傳輸方案采用帶循環前綴的SC-FDMA（Single-Carrier Frequency-Division Multiple Access）方案。

2 SC-FDMA的基本傳輸方案

為了實現上行鏈路各用戶間的正交性以及在接收端進行有效的頻域均衡，上行鏈路采用帶有循環前綴的SC-FDMA方案。這樣的方法也被稱為DFT擴展OFDM（DFT-spread OFDM），其頻域信號產生原理框圖如圖1所示[1]。

在發射機中，編碼后的數據塊通過DFT變換到頻域，子載波映射模塊在頻域進行映射，映射后的數據塊長度將大于映射前，映射的過程同時也是擴頻的過程，零符號在映射時被插入數據中。映射后的數據經過IFFT變化又變換到時域，在添加了循環前綴之后就可以送入信道。

通過對于SC-FDMA方案中發射機的分析，我們可以推導出對應接收機應該具有的功能。在上行鏈路中，接收機接收到的信號應該是各個用戶發射信號的疊加。接收機先去除循環前綴，然后把接收的信號變換到頻域，根據各個用戶的子載波映射方式，相應的在頻域把各個用戶的子載波挑選出來。然后分別把每個用戶的信號通過逆變換從頻域再變回時域，這樣就可以得到各個用戶的數據了。這樣一個完整的發送接收過程可以通過圖2這樣一個框圖來表示。在這個系統中，假設信道是完全理想的，不會引入任何噪聲。因此在接收端，也暫時不需要任何對抗信道干擾的功能模塊。同時，假設各個用戶發射數據是完全同步的。圖2表示的系統有n個用戶設備共用上行鏈路，它們根據SC-FDMA的原理，同時向同一個接收機發送數據。

3 頻域均衡在上行SC-FDMA鏈路的應用

上面所研究的SC-FDMA系統是基于理想信道的假設，其主要的目的是為了闡明SC-FDMA的工作原理。在真實的環境中，由于數據的傳輸速率很高，因此多徑信道所引入的碼間干擾是必須考慮的。在接收機中，為了對抗這種干擾，也需要引入頻域均衡的模塊。把這兩個部分添加到圖2的系統中，我們可以得到如圖3所示的一個更加貼近實際的系統。在上行鏈路中，不同的用戶應該經過不同參數的多徑信道到達接收機。因此在接收端，也需要在不同用戶的信號區分開以后，分別對他們進行頻域均衡。

對于接收端的頻域均衡，這里采用了迫零線性均衡，即在頻域直接把接收的信號與信道的頻率響應相除。由于接收機的子載波選擇模塊原本就在頻域上進行，所以只要簡單的在子載波選擇模塊和IFFT變換模塊之間插入一個相除的模塊，就可以很容易的實現均衡功能。所以單純就均衡功能來說，其實現并不復雜。但是，在進行迫零均衡之前，我們需要對信道的頻率響應進行估計。對于信道的頻率響應的估計問題，在此先不作討論。

4 采用頻域均衡技術的SC-FDMA系統的仿真

這里在對采用了頻域均衡技術的SC-FDMA系統進行仿真時，直接使用了m代碼。用m代碼完成的仿真雖然在直觀性上比較差，但是其中的模塊具有很好的靈活性和通用性。仿真中使用的主要參數是參考表 1中給出的帶寬為5MHz時的上行鏈路傳輸方案參數。

5 仿真結果分析

首先仿真的是理想信道估計情況下信道中的用戶數目對于信道的影響。在圖 7中給出了運行這個仿真時，接收端接收信號的頻域幅值。給出這張圖的目的是為了進一步說明SC-FDE系統中的數據映射方式。

由于圖 7中給出的LB子載波數是300，而采用的IFFT的大小是512，所以在子載波映射的時候，只使用了512個點中的前300個，其余的點都置零。圖 7中共有六張小圖，從上至下各行分別表示上行鏈路上有1、6、12個用戶同時通信時接收信號的頻域幅值。而左右兩列分別表示在子載波映射時采用分布式和局部式時的情形。

圖7 接收端接收信號頻域幅值

圖8給出了該仿真的信噪比-誤碼率關系圖。在這個仿真中，假設接收端可以準確的估計出信道的特征。在實際實現時，就把信道的參數直接輸出給均衡器來計算信道的頻率響應。從圖中可以看出，當上行鏈路的用戶數目增加的時候，通信系統的誤碼率將會降低。在信噪比為20dB的時候，系統滿負荷時的誤碼率在10-2的數量級。

其次仿真的是使用GCL序列進行信道估計時候的信噪比-誤碼率關系。仿真結果如圖9所示。

從圖上可以看出，與理想信道估計相比較，采用GCL序列引起了誤碼率的增大。信噪比小于22dB時，局部式映射的均衡效果比分布式好。在信道質量比較好，信噪比大于22dB的時候，分布式映射的均衡效果將比局部式映射好。

6 結論

系統的誤碼率隨著系統用戶數目的增加而升高。在信噪比為20dB的時候，系統滿負荷時的誤碼率在10-2的數量級。之后還比較了分布式和局部式子載波映射時的均衡效果。從結果中可以得出，信道中高斯白噪聲的信噪比小于22dB時，局部式映射的均衡效果比分布式好。在信道質量比較好，信噪比大于22dB的時候，分布式映射的均衡效果將比局部式映射好。(本文受羅德施瓦茨公司資助完成)

參考文獻：

[1] 3GPP.TR 25.814.3rd Generation Partnership Project;Technical Specification Group Radio Access Network;Physical layer aspects for evolved Universal Terrestrial Radio Access (UTRA) (Realse 7).France:3GPP.June，2006.

[2] 3GPP.R1-050822.On Allocation of Uplink Pilot Sub-Channels in EUTRA SC-FDMA.London:Texas Instruments，Sep，2005.

[3] 3GPP.R1-060028.EUTRA SC-FDMA Uplink Resource Block，Resource Allocation and Pilot/Reference Signal Design TP.Finland:Motorola，Jan，2006.

[4] 3GPP.R1-061811.Uplink Reference Signal Design and Multiplexing for Both CQI and Channel Estimation.France:Texas Instruments，June，2006.

[5] 3GPP.R1-062073.EUTRA SC-FDMA Uplink Pilot/Reference Signal Design TP.Estonia:Motorola， August，2006.

[6] Yahong Rosa Zheng，Chengshan Xiao.Simulation Models With Correct Statistical Properties for Rayleigh Fading Channels.IEEE Transactions on Communications，2003，Vol.51，No.6:205-211.

注：本文中所涉及到的圖表、注解、公式等內容請以PDF格式閱讀原文