一種基于LM74700D-Q1大電流防反功能在車載產(chǎn)品的方案設(shè)計

摘要：隨著科技的發(fā)展，車內(nèi)各個域控制器的融合度越高，系統(tǒng)就變得越復雜，需要提供給產(chǎn)品的電流越來越大，對于產(chǎn)品防反電路設(shè)計難度也越來越大。以德州儀器半導體的LM74700D—Q1為防反電路芯片為研究對象。該器件它與外圍N溝道MOSFET配合工作，可作為理想二極管整流器，并利用20 mV正向壓降實現(xiàn)低損耗反向保護，它能夠快速響應(yīng)反向電流阻斷，適用于在ISO7637—2脈沖測試以及電源故障和輸入微短路條件下要求保持輸出電壓的系統(tǒng)。

關(guān)鍵詞：防反；大電流；NMOS；低功耗

中圖分類號：U462 收稿日期：2024-08-06

DOI：10.19999/j.cnki.1004-0226.2024.09.023

1 前言

隨著社會的發(fā)展，車輛越來越智能，車內(nèi)域的融合越來緊密，域控制器所需要的電流越來越大，對于防反電路的要求越來越高。傳統(tǒng)防反電路存在一些不足，如二極管防反電路存在驅(qū)動電流小、損耗大等。PMOS防反電路也存在待機電流較大、電流容易反灌、成本較貴等缺點［1］。因此，具有更大電流、更低靜態(tài)功耗、更低成本的防反電路的需求越來越大。本系統(tǒng)設(shè)計基于TI LM74700D—Q1設(shè)計與外圍N溝通MOSFET組成防反電路，可以支持更大電流、更低靜態(tài)電流與成本更低等優(yōu)點，故在車身控制或者座艙娛樂系統(tǒng)等大電流需求的產(chǎn)品上有廣闊的市場和發(fā)展前景。

2 防反電路原理和課題背景

電源的正負極一旦接反，就會導致很多電子元器件燒毀。為了避免電池反接對設(shè)備造成的危害，車載產(chǎn)品都需要引入電池防反接保護電路。電池防反接保護電路的原理就是在電路中增加一個反向保護電路［2］。

主要的保護原理有兩種，分別是串聯(lián)和并聯(lián)。串聯(lián)保護是通過在電路中增加一個開關(guān)管，當電池的正負反向連接時，開關(guān)管能夠抑止其導通，進而保護負載不受到電池的反向電壓的傷害。并聯(lián)保護則是通過增加一個反向二極管來實現(xiàn)dyYmX4CHfNujtlParxxem9eYeGWTxQFvGmuYELBpVfY=［3］。當電池反接時，二極管能夠自動導通，將電池反向的電流拉低，使得電路中的電流繞過電路內(nèi)部流過，從而保護電池和相關(guān)電子設(shè)備，并聯(lián)保護一般要結(jié)合保險絲一起使用，在使用時要注意保險絲的熔斷電流要大于后級負載正常的工作電流，這樣電路正常使用時不能熔斷。

當前，域控制器所需電流越來越大，如車身控制或者座艙娛樂系統(tǒng)所需要求最小30 A以上。30 A以上大電流使用傳統(tǒng)二極管或者PMOS，散熱功率往往達不到標準，同時靜態(tài)電流較高，防車載脈沖能力較弱，車載交流疊加波紋聲音異響，成本高等，而基于LM74700—Q1的大電流防反方案能解決這些難題。

3 大電流防反電路設(shè)計

3.1 LM74700-Q1的防反電路設(shè)計

LM74700—Q1反極性保護應(yīng)用要與N溝道MOSFET控制器一起使用。如圖1所示，其中D201的TVS 用于防止車載的脈沖Pulse 5b保護，而C212～C215、C217～C220、C204～C209電容用于電池線輸入高頻濾波用于保護。C223、C226、C227、C224輸出電容是用于避免后端的電流波動干擾。C202～C203電容為電荷泵電容，用于將外部N溝道MOSFET驅(qū)動至15 V的最大柵極驅(qū)動電壓。

MOSFET兩端的電壓降在LM74700—Q1的陽極和陰極引腳之間檢測［4］。當兩端電壓檢測到-11～50 mV，LM74700Q1工作在正向調(diào)節(jié)模式，通過調(diào)整GATE到ANODE電壓，可以將ANODE到CATHODE電壓調(diào)節(jié)到20 mV。這個閉環(huán)調(diào)節(jié)方案可以在非常小的負載下調(diào)整關(guān)閉外掛的MOSFET，并確保零DC反轉(zhuǎn)電流。

當兩端電壓檢測到大于50 mV的典型情況時，LM74700Q1工作在全導通模式下，這時GATE與ANODE壓降最大，以保證外部MOSFET的RDS（ON）完全導通過。當ANODE到CATHODE電壓小于-11 mV時，進入反向電流保護進入模式，GATE內(nèi)部連接到ANODE陽極以禁用外部MOSFET，這樣MOSFET的體內(nèi)二極管阻止任何反向電流從輸出口流向輸入口。

當控制端BAT_EN輸出為低電平，LM74700Q1進入關(guān)斷模式，電路通過外部MOSFET的正向電流不中斷，而是通過MOSFET的體內(nèi)的二極管到產(chǎn)品后端，這時LM74700Q1靜態(tài)電流最低，最小可以達到1 μA，這樣可以保證產(chǎn)品更低的功耗。而傳統(tǒng)的PMOS管，G極控制端需要一直控制打開，故靜態(tài)電流較高。

3.2 EMC設(shè)計

采用傳統(tǒng)的二極管或者PMOS管做大電流防反設(shè)計，其反向電壓達不到100 V，防ISO7637—2的脈沖能力較弱。而基于LM74700—Q1的應(yīng)用方案在設(shè)計IC前端增加一個雙向的TVS管，本設(shè)計方案TVS為SMBJ36CA，在脈沖1實驗中，可以嵌位-44 V以內(nèi)，這樣就可以滿足IC最大電壓為-65～65 V工作范圍內(nèi)。同時為了避免脈沖5 b對于整機后端電源瞬態(tài)的影響，在設(shè)計中使用輸出電容C223為4.7 uF，C226為1 uF，C227為100 NF，C224為47 uF，可以避免ANODE到CATHODE壓降瞬態(tài)變化，從而快速調(diào)整MOSFET的GS，防止MOSFET 瞬態(tài)而損壞。最后本設(shè)計方案中，ANODE到CATHODE 采樣電壓范圍大約為-11～50 mV，對于如此高精度的電壓檢測，Layout中建議LM74700Q1的ANODE、GATE和CATHODE三個PIN 必須靠近MOSFET的源極、控制端、柵極端。這樣可以避免由于線寬太長導致MOSFET關(guān)斷延遲。

3.3 過溫保護電路

使用LM74700-Q1作為防反電路設(shè)計時，如果外掛的NMOS管電流一直持續(xù)增大，NMOS內(nèi)部溫度會不斷增加，從而影響周圍器件的溫度。為了保證電路穩(wěn)定可靠，需要在NMOS比較近的位置放置一個NTC溫度傳感器［5］，如圖2中的NMOSNTC溫度檢測所示。R0653位置的NTC傳感器要靠近NMOS放置，當檢測到NMOS溫度過高時，MCU對整體系統(tǒng)進行降額設(shè)計，如高溫條件下不允許座椅加熱、后除霜加熱、車內(nèi)通風加熱或者其他功能打開，從而保證產(chǎn)品更加穩(wěn)定可靠。

4 結(jié)構(gòu)散熱設(shè)計

為了支持更大的電流輸出，外掛NMOS 選用安世供應(yīng)商提供的BUK7J1R4-40H。這款NMOS支持175 ℃結(jié)溫工作環(huán)境，有較低的Rdson導通電阻和較高大電流輸出能力［4］。其Rdson導通的最大內(nèi)阻為1.4 mΩ，當輸出電流I=50 A，則NMOS的功耗P=3.5 W。如此大的功耗，如果單靠散熱銅皮散熱，溫升很容易瞬態(tài)增加，從而引起IC因為能量而損壞，本設(shè)計使用鑄鋁后蓋，如圖3中的NMOS散熱鑄鋁后蓋。這樣，從設(shè)計角度保證熱阻系數(shù)足夠小，大約為Rja=6 ℃/W，在電流50 A條件下，溫升理論計算ΔT=PRja=21 ℃。如果負載電流需求更高，如負載電流極限條件下100 A，在高溫85°條件下，NMOS結(jié)點溫度理論計算Tjunction=Ta+PRja=169 ℃，也可以滿足其結(jié)溫不要超過175 ℃的要求。

5 軟件方案設(shè)計

基于TI LM74700—Q1工作流程如圖4所示。首次MCU程序進入初始化，當整車收到點火報文后，延遲1 s，等電源穩(wěn)定后，MCU會置BAT_EN為高電平，TI LM74700—Q1處于工作模式，它會根據(jù)后端負載電流的情況自動調(diào)整工作模式，當外置NMOS位置溫度較高，目前系統(tǒng)設(shè)置高于120 ℃，并且持續(xù)時間10 s以上，MCU通知其他模塊的負載電流降額輸出，如座椅加熱或者后除霜加熱，或者車內(nèi)通風加熱等功能限制輸出，然后再延遲15 min，再重新檢測，如果溫度會降下來，會退出當前狀態(tài)，重新檢測當前點火報文是否還存在，如果不存在，MCU會置BAT_EN為低電平，這樣TI LM74700—Q1處于低功耗模式，流程結(jié)束。

6 防反電路的車載產(chǎn)品應(yīng)用

6.1 應(yīng)用于車身域控制器

如圖5所示，車身域控制器負載一般分為U2—車燈控制，其電流大約10A；U3—車窗控制，其電流大約為20 A；U4—空調(diào)控制，其電流大約為3A；U5—座椅移動控制，其電流大約15 A；U6—座椅加熱控制，其電流大約15 A；U7車門控制，其電流大約20 A；U8系統(tǒng)外設(shè)IC供電，其電流大約5 A。系統(tǒng)共計大約為88 A，如些大的電流，如果使用PMOS做防反電路時，要求MOSFET內(nèi)部導通電阻一定非常小，成本非常高，因此有必要研發(fā)和應(yīng)用一種基于TI LM74700Q1防反電路。在使用這類電路時，特別在高溫條件下，可以考慮某些模塊降額工作或者不工作，這樣可以降低防反電路外圍NMOS管功耗。圖5所示的防反電路，在高溫條件下可以考慮座椅加熱功能不開啟，這樣系統(tǒng)變得穩(wěn)定。

6.2 應(yīng)用于智能座艙娛樂系統(tǒng)

如圖6所示，車載座艙娛樂系統(tǒng)負載一般分為M2—前揚聲器功放，其電流大約10 A；M3—后揚聲器功放，其電流大約為10 A；M4-SOC PMIC供電系統(tǒng)，其電流大約為6 A；M5—MCU PMIC供電系統(tǒng)，其電流大約3 A；M6—SOC外置IC供電系統(tǒng)，其電流大約5 A；M7—MCU外置IC供電系統(tǒng)，其電流大約3 A；U8系統(tǒng)外設(shè)供電，其電流大約10 A。系統(tǒng)共計大約為47 A。這類電流一般選PMOS管的成本也是比較高，故基于TI LM74700Q1防反電路設(shè)計也適用于此。建議電流大于30 A以上時選用這類防反電路設(shè)計，這樣性價比會更高。如圖6所示，高溫條件下也可以考慮前后揚聲器功放功率降低音量輸出，這樣會使系統(tǒng)變得更穩(wěn)定。

7 實驗測試及分析

7.1 溫度測試

為了驗證電路的功能及性能，根據(jù)圖4的流程圖搭驗證不同的電流，分別進行負載電流為1 A、10 A、20 A、30 A、40 A、50 A、60 A、70 A、80 A，在溫度為25 ℃、60 ℃、85 ℃時的NMOS表面測試，測試2 h，實驗測試結(jié)果如表1所示。

從表1可知，在85 ℃溫度條件下，會觸發(fā)軟件保護策略，這里PCB檢測到NTC的溫度120°，如果這樣MCU降額不允許某個大功率電流執(zhí)行相關(guān)負載，如車身域控制器產(chǎn)品的座椅加熱功能執(zhí)行在高溫條件不執(zhí)行，從而降低負載電流，保證產(chǎn)品的穩(wěn)定性。

7.2 交流疊加紋波測試

采用傳統(tǒng)的PMOS做防反電路設(shè)計，在做交流疊加波紋實驗時，由于PMOS是通過MOSFET DS兩端壓降全導通的，紋波電壓大，聲音異響；而經(jīng)過TI LM74700Q1防反電路之后，紋波電壓小，聲音異響輕微。詳細的實驗數(shù)據(jù)如表2所示。

8 結(jié)語

本文設(shè)計了基于LM74700D—Q1大電流防反功能在車載產(chǎn)品的方案。該方案防反電流較高，靜態(tài)電流較低，成本較低，散熱功率較好，同時也能防止電源疊加交流異響，防脈沖能力強等，適用于車身控制器或者智能座艙娛樂系統(tǒng)等需要大電流的車載產(chǎn)品，故它具有廣闊的市場以及發(fā)展前景。

參考文獻：

[1]清華大學電子教研組編.模擬電子技術(shù)[M].5版.北京：高等教育出版社，2015.

[2]TI LM74700—Q1規(guī)格書[Z].2021.

[3]安世半導體BUK7J1R4—40H規(guī)格書[Z].2023.

[4]ISO 7637—2011，道路車輛來自傳導和耦合的電氣干擾的第2部分[S].

[5]GB/T 28046.2—2011 疊加交流電壓[S].