基于多相交錯(cuò)技術(shù)的電容器充電電源設(shè)計(jì)

徐宇航，王剛

（1.中國(guó)科學(xué)院 空天信息創(chuàng)新研究院，北京，100190；2.中國(guó)科學(xué)院大學(xué) 電子電氣與通信工程學(xué)院，北京，100049）

0 引言

高功率粒子加速器、強(qiáng)激光、雷達(dá)、閃光燈等脈沖功率系統(tǒng)有著廣泛的應(yīng)用[1]。在脈沖功率系統(tǒng)中，常用大容量電容器充電儲(chǔ)能為整個(gè)系統(tǒng)提供能量。因此，實(shí)現(xiàn)電容器高效快速地充電對(duì)整個(gè)系統(tǒng)有重要意義。目前，充電電源可以分為恒壓、恒流等方式。常見技術(shù)包括帶電阻器的高壓直流電源技術(shù)、諧振充電電源技術(shù)和高頻變換器電源技術(shù)等[2]。近年來(lái)，隨著高頻大功率開關(guān)器件和電力電子技術(shù)的發(fā)展，高頻變換器充電方案逐漸占主流。因?yàn)椋哳l化后電感等無(wú)源器件體積能夠減少[3]。

電容充電電源屬于特種電源，應(yīng)結(jié)合電容充電過程進(jìn)行設(shè)計(jì)。電容器開始充電時(shí)，電容器電壓為零，等效于短路，這就要求電源有抗負(fù)載短路的能力。隨著電容充電，輸出電壓逐漸升高，需要電源有寬范圍輸出能力。如果電源不能繼續(xù)升壓，充電就會(huì)停止。儲(chǔ)能電容充電過程中，過壓過流會(huì)發(fā)生爆炸，因此電源需要時(shí)刻檢測(cè)過壓過流情況進(jìn)行保護(hù)。在快速充電場(chǎng)景下，電源的輸出功率進(jìn)一步增加，器件將面臨巨大的電流電壓應(yīng)力。

針對(duì)以上需求，基于多相并聯(lián)交錯(cuò)技術(shù)，本文設(shè)計(jì)了一款兩級(jí)式級(jí)聯(lián)電源。第一級(jí)采用雙相Buck 電路進(jìn)行限流，第二級(jí)采用四相電感儲(chǔ)能的方式進(jìn)行升壓。控制電路部分，以STM32G474 為核心。在第一級(jí)電路，用STM32 高精度Hrtim 定時(shí)器生成雙相PWM 波，用STM32 內(nèi)置比較器進(jìn)行逐波限流算法控制。在第二級(jí)電路，由STM32 產(chǎn)生四相PWM 波，并通過其ADC 的中斷功能實(shí)現(xiàn)過壓過流保護(hù)。為了增強(qiáng)抗干擾能力，主功率電路和控制電路之間采用隔離芯片進(jìn)行隔離。

1 電路原理分析

高壓電容器充電電源電路見圖1，其為兩級(jí)電路構(gòu)成。第一級(jí)為雙相同步整流Buck 電路，由開關(guān)管1S，S2，續(xù)流二極管1D，2D，濾波電感1L,2L，濾波電容1C,C2構(gòu)成，用于實(shí)現(xiàn)限流功能，防止充電初始時(shí)電流過大燒毀電容。1S和S2的控制信號(hào)相差180°。電路采用STM32G474芯片控制，芯片通過高精度Hrtim 定時(shí)器產(chǎn)生雙相PWM 波，通過變壓器驅(qū)動(dòng)電位浮動(dòng)的上管1S，S2。利用芯片內(nèi)置比較器實(shí)現(xiàn)逐波限流算法，以第一相為例，比較器通過精密采樣電阻1R逐周期檢測(cè)流過1L電流，檢測(cè)到電流過大時(shí)1S關(guān)閉，1D導(dǎo)通續(xù)流，直到下一開關(guān)周期為止。通常，第一級(jí)電路只會(huì)在充電初始階段電流過大觸發(fā)限流作用，隨著電容充電，輸入電流減少，后期不再觸發(fā)限流功能，1S，S2將以占空比100%開啟。

圖1 充電電源電路拓?fù)?/p>

第二級(jí)是四相電感儲(chǔ)能電路，由開關(guān)管S3，S4，S5,S6，續(xù)流二極管D3，D4，D5，D6，儲(chǔ)能電感L3，L4，L5，L6構(gòu)成。S3，S4，S5，S6的控制信號(hào)之間差90°。以第一相為例，首先S3導(dǎo)通180°，電感L3儲(chǔ)能。然后S3關(guān)斷，電感L3放能，通過續(xù)流二極管D3給負(fù)載電容充電。電路控制方面，STM32 生成四相PWM 波，通過柵極驅(qū)動(dòng)芯片驅(qū)動(dòng)MOS 管S3，S4，S5，S6。STM32 分別通過霍爾傳感器和隔離誤差放大芯片檢測(cè)輸出電流和電壓進(jìn)行保護(hù)。

2 參數(shù)設(shè)計(jì)

考慮到第一級(jí)電路通常只在充電初始的一小段時(shí)間內(nèi)發(fā)揮作用限流，剩余大部分時(shí)間1S，S2以占空比100%開啟，所以，推導(dǎo)公式時(shí)假設(shè)1S，S2始終以占空比100%開啟。由圖1 簡(jiǎn)化可得圖2。圖2 中1L，2L，1C，C2組成LC 濾波器，其作用相當(dāng)于對(duì)電源輸入進(jìn)行濾波，現(xiàn)在暫時(shí)略去。第二級(jí)電路中每一相是交錯(cuò)并聯(lián)關(guān)系，器件參數(shù)是一致的，只在控制策略上相位差90°，因此可把電路單相化進(jìn)行分析，得到圖3，其中負(fù)載Cload由原來(lái)變成

圖2 第一級(jí)簡(jiǎn)化后電路拓?fù)?/p>

圖3 單相化后電路

設(shè)S3開關(guān)頻率f，3L的電感量L，輸入電壓Vin，總共的充電時(shí)間t。因?yàn)镾3每個(gè)開關(guān)周期內(nèi)導(dǎo)通180°，所以3L每次儲(chǔ)能時(shí)間為假設(shè)3L每次能量釋放完全，所以儲(chǔ)能初始電流為零，可列式子分析式子可知一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)儲(chǔ)能時(shí)3L的電流i以增加到最大值儲(chǔ)存能量假設(shè)電感能量全部無(wú)損耗轉(zhuǎn)移到電容，將電容器充電至Vout，根據(jù)能量守恒可列式子最后可以推出儲(chǔ)能電感

表1 的數(shù)據(jù)來(lái)源于實(shí)際工程應(yīng)用，以此為依據(jù)進(jìn)行設(shè)計(jì)。前面推導(dǎo)過程中曾假設(shè)限流功能沒有啟用，也沒有額外損耗。實(shí)際情況下應(yīng)該考慮這些情況，適當(dāng)修正充電時(shí)間t，按照t=0.2s代入公式計(jì)算得L3的電感量L=5.56μH，電流最大值Imax=43A。考慮到實(shí)際可購(gòu)買的器件，以型號(hào)IHDF1300AEEH5R0K1A 電感作為參考，最后選擇儲(chǔ)能電感值為5μH。根據(jù)經(jīng)驗(yàn)，選擇L1=L2=5μH，C1=C2=22μF作為輸入濾波。經(jīng)過整理，得到表2 的設(shè)計(jì)參數(shù)。

表1 樣機(jī)設(shè)計(jì)需求

表2 設(shè)計(jì)參數(shù)

3 軟件仿真

使用仿真軟件按照表2 的設(shè)計(jì)參數(shù)對(duì)電路進(jìn)行了仿真分析。因?yàn)殡娐穼⒉捎肧TM32G474 進(jìn)行全數(shù)字控制，所以仿真的時(shí)候可以用C 代碼模塊來(lái)進(jìn)行閉環(huán)仿真。圖4 是構(gòu)建的環(huán)路控制模塊，其中C 代碼模塊輸入兩路Buck 過流信號(hào)，輸出六路PWM 信號(hào)控制兩級(jí)電路。圖5 是C 代碼的具體細(xì)節(jié)，包括模擬STM32 的定時(shí)器輸出100kHz 的PWM波輸出，模擬STM32 比較器檢測(cè)兩路Buck 電流，如果電流大于40A，該周期剩余時(shí)間PWM 就會(huì)變成低電平一直到下一周期。

圖4 控制環(huán)路模塊

圖5 C 模塊核心代碼

圖6 展示了電源輸出的電壓電流仿真波形，可知電源在0.24s 內(nèi)將3600μF 的電容充能至480V，并且將充電初始瞬間的大電流能控制在70A 以下，避免燒毀電容器。電源可以分成兩階段工作，前一階段第一級(jí)限流功能啟動(dòng)，充電較慢。第二階段，隨著輸入電流降低，不再限流，充電較快。從仿真結(jié)果看，設(shè)計(jì)的電源滿足電容器充電的基本需求同時(shí)有效降低器件應(yīng)力。經(jīng)過多相并聯(lián)后，各器件如Mos 管，二極管等電流應(yīng)力在幾十安培左右，選取器件方便，具有工程可行性。

圖6 輸出電壓電流仿真波形

4 結(jié)語(yǔ)

本文結(jié)合電容充電過程設(shè)計(jì)了一種兩級(jí)級(jí)聯(lián)式電源。通過一級(jí)限流，一級(jí)放大的方式實(shí)現(xiàn)了輸出寬范圍、抗負(fù)載短路的功能。采用多相交錯(cuò)并聯(lián)技術(shù)有效降低快速充電時(shí)器件電流應(yīng)力，方便器件選型。使用STM32G4 進(jìn)行復(fù)雜的數(shù)字控制并保護(hù)電路。最后通過理論驗(yàn)證、樣機(jī)設(shè)計(jì)和軟件仿真，證明設(shè)計(jì)方案滿足電容器充電的需求，并具有工程可行性。