用于新能源發電的新型升降壓轉換器及其控制策略

羅 朋, 陳光浩, 楊東紅, 郭 磊

(廣東海洋大學 電子與信息工程學院,廣東 湛江 524088)

由于能源、環境問題的日益突出,太陽能、波浪能和風力發電等新能源發電得到廣泛應用[1],然而新能源發電裝置受環境因素影響大,普遍存在輸出電壓變化大的問題[2],難以實現能量的儲存。升降壓轉換器由于同時具有升壓和降壓能力,適用于新能源發電裝置的儲能。傳統升降壓轉換器因寄生參數影響,在極端占空比下運行時,效率會大大降低,電壓應力很大,難以工作在較寬范圍的輸入電壓下。同時其輸入電流不連續,輸入電流紋波大。因此,更寬的轉換比和輸入電流連續成為解決問題的關鍵。

Banaei等[3]、Miao等[4]、Banaei等[5]、Li等[6]及李夢嬌等[7]通過加入儲能單元和開關器件獲得更寬的轉換比,但其輸入電流不連續。交錯型轉換器[8]在低壓應力下可以實現高升壓或降壓轉換比,但控制策略復雜。Bahrami等[8]、Hsieh等[9]、Hasanpour等[10]及榮德生等[11]采用耦合電感結構,通過調節匝數比使電路獲得更高升壓比和降壓比,但其開關管數量多,開關損耗大。Zhang等[12]和Kumar等[13]提出了單管的升降壓轉換器,在實現更寬轉換比的同時,也能實現輸入電流連續,但其開關管電壓應力大。

升降壓轉換器通常采用傳統的PI 控制,但是在某些應用場合,如輸入電壓變化較大時,傳統的PI 控制往往無法獲得滿意的系統動態和靜態控制性能,甚至會出現系統不穩定運行的現象。Li等[14]、Yang等[15]及周坤雨等[16]提出了預測控制、滑模控制等控制策略,這些策略能提高升降壓轉換器的輸出動態響應的速度,但是不適用于存在較大輸入擾動的情況。前饋算法通過對輸入電壓的采樣,可以抑制輸入電壓擾動對輸出電壓的影響,能夠有效改善轉換器的輸入暫態響應[17]。

本文提出了一種新型升降壓轉換器。使用耦合電感獲得更寬的轉換比,為提高效率,由電容和二極管組成的無源鉗位電路回收漏感能量,抑制漏感造成的開關管電壓尖峰,使得輸入電流連續。設計了一種PI控制器結合前饋控制策略,實現轉換器在整個輸入電壓范圍內良好的輸入暫態響應。這種控制策略能使轉換器穩定工作在新能源發電裝置儲能場景。

1 轉換器模態分析

所提出的升降壓轉換器的等效電路如圖1所示,由二極管D1、D2、D3、電感L1、耦合電感、電容C1和Co、開關管S組成。為了便于轉換器分析,電容C1和Co足夠大,VC1和VCo在一個開關周期內可視為恒定電壓;耦合電感的匝數比定義為Np∶Ns=1∶n。轉換器在連續導通模式(continuous conduction mode,CCM)下工作,主要波形和能量流動分別如圖2和圖3所示。在一個開關周期內,轉換器主要有4個工作模態,各模態的主要工作過程如下。

圖1 所提轉換器等效電路

圖2 所提轉換器的主要波形

圖3 轉換器的4種工作模態

模態一(t0～t1,圖3(a)):S、D2、D3導通,D1截止。Vin為耦合電感一次側充電,iLk增加。電感L1通過D3為負載提供能量,C1與耦合電感二次側為負載和L1充電,iD3減小。當iD3減小為0時,此模態結束。

模態二(t1～t2,圖3(b)):S、D2導通,D1、D3截止。Vin為耦合電感一次側充電,iLk增加,C1和耦合電感二次側為負載和L1充電,iL1增加。當開關管S關斷時,此模態結束。

模態三(t2～t3,圖3(c)):S關斷,D1、D2、D3導通。Vin和耦合電感一次側為C1充電,iLm線性下降。耦合電感二次側與L1為負載供電,iL1持續減小。當iLm等于iLk時,D2截止,此模態結束。

模態四(t3～t4,圖3(d)):S關斷、D2截止,D1、D3導通。Vin和耦合電感一次側為C1充電,iLm減小。L1為負載供電,iL1下降。當開關管S導通時,此模態結束。

2 穩態分析和比較

2.1 電壓轉換比

為了簡化分析,模態一和模態三是由于漏感Lk引起的,時間很短,只考慮模態二和模態四。

在圖3(b)的0～DT期間,根據基爾霍夫電壓定律(KVL),推導出的方程式為

VLm=Vin;

(1)

VL1=VC1+nVLm-VCo。

(2)

在圖3(d)的DT～T期間,方程表示為

VLm=VC1-Vin;

(3)

VL1=-VCo。

(4)

根據式(1)和式(3),由Lm的伏秒平衡可得

(5)

根據式(1)、(3)、(4),由L1的伏秒平衡可得

(6)

由式(6)可得,轉換器的電壓轉換比為

(7)

圖4展示了在不同匝數比n的情況下,電壓轉換比M與占空比D的關系曲線,當占空比一定時,匝數比越高,電壓轉換比越高。

圖4 不同匝數比下電壓轉換比與占空比之間的關系曲線

2.2 電壓電流應力分析

根據圖3(b)和圖3(d)可以推導出開關管和二極管的電壓應力如下:

(8)

(9)

(10)

從圖3(b)中,根據基爾霍夫電流定律(KCL),可推導出以下關系:

iCo=io-iL1;

(11)

iC1=iL1=iD2。

(12)

從圖3(d)中,根據KCL,可推導出以下關系:

iC1=-iLm=-iD1;

(13)

iCo=iL1-io;

(14)

iD3=iL1。

(15)

根據式(11)和式(14),由電容Co的安秒平衡可得

(16)

由圖3(b)可推導出電感L1的紋波如下:

(17)

由式(16)和式(17)可得L1的電流最大值和最小值為

(18)

(19)

根據式(12)、(13)、(16),由電容C1的安秒平衡得到ILm為

(20)

根據圖3(d),Lm的紋波表示為

(21)

由式(20)、(21)可得Lm的電流最大值和最小值為

(22)

(23)

根據圖3(b)和3(d)以及式(16)和式(20)可以推導出開關管和二極管的電流應力如下:

ID1=ID2=DIo;

(24)

ID3=(1-D)Io;

(25)

(26)

2.3 功率器件設計

在邊界導電模式(boundary conduction mode,BCM)下,輸出電流為IoB,根據式(19)和(23)可以得到電感L1與Lm為

(27)

(28)

假設C1和Co的電壓紋波為ΔVC1和ΔVCo,fs為開關頻率,電容的計算公式為

(29)

根據式(4)、(11)、(12)、(16),電容C1、Co應該滿足以下條件:

(30)

(31)

2.4 性能對比

如表1所示,本文對單開關管結構的轉換器與所提出轉換器進行了性能對比。與文獻[6]中的轉換器相比,所提轉換器輸入電流連續,開關管電壓應力低,能夠降低輸入電流紋波和開關管開關損耗;與文獻[13-14]中的轉換器相比,所提轉換器組件總量數少,開關管電壓應力低,具有成本低和效率高的優點。

表1 轉換器性能對比

3 轉換器控制策略

3.1 小信號建模

小信號建模被用來推導后續控制的開環傳遞函數,本小節提供了所提出的轉換器的小信號推導和分析,利用開環傳遞函數推導出合適的PI參數。為了簡化CCM模態下該轉換器的小信號模型分析,在分析過程中只考慮模態二和模態四,將狀態向量定義為

(32)

(33)

并且輸入向量定義為

u=[vin]。

(34)

在0～DT時間段,根據圖3(b)可以得到以下狀態矩陣:

(35)

在DT～T時間段,根據圖3(d)可以得到以下狀態矩陣:

(36)

狀態平均方程如下:

(37)

根據式(33)、(34)、(35)、(36)、(37)可得空間狀態平均矩陣如下:

(38)

狀態變量、輸入變量和控制變量可以用小信號干擾變量描述為

(39)

式中:IL1、ILm、Vin、VC1、VCo、D分別為iL1、iLm、vin、vC1、vCo、d的平均值。占空比到輸出的傳遞函數如下:

(40)

式中:M0=R(1-D)2;M1=(L1(1-D)2-D2Lm);M2=R(CoL1(1-D)2+Lm(CoD2-C1));M3=C1L1Lm;M4=C1CoL1LmR;N0=R(1-D)2((1-D)2+1);N1=D2Lm(Dn-1-n);N2=-LmC1R((1-D)2n+1-D)。

3.2 PI控制器設計

為了使轉換器工作能夠穩定運行,在小信號模型的基礎上進行PI控制器的設計,PI控制器的傳遞函數定義為

(41)

閉環傳遞函數GClose-Loop(s)表示為

GClose-Loop(s)=GVod(s)Gc(s)。

(42)

根據式(41)和式(42),采用工程近似法對Kp、Ki進行取值,Kp為0.000 78,Ki為0.001。升壓模式下閉環伯德圖如圖5(a)所示,降壓模式下的閉環伯德圖如圖5(b)所示。圖5說明了在PI控制器的作用下,轉換器在升壓與降壓狀態下工作穩定狀態均穩定。

圖5 加入PI控制器后的環路增益伯德圖

3.3 PI控制器結合前饋控制策略

根據輸入采樣電壓和輸出給定電壓計算轉換器占空比的前饋算法,通過小信號建模得出PI參數,使轉換器在升壓和降壓模式下穩定輸出電壓,控制框圖如圖6所示。

圖6 閉環控制框圖

4 損耗分析

轉換器的效率受到寄生參數的影響。rL1、rLp、rLs、rC1及rCo分別表示電感L1、耦合電感一次側、耦合電感二次側、電容C1和Co的等效電阻。rds為開關管S的導通電阻,rD1、rD2和rD3分別為二極管D1、D2和D3的導通電阻,VF1、VF2和VF3分別為二極管D1、D2和D3的導通壓降。

4.1 電感損耗

根據式(16)和式(20)可得L1、耦合電感一次側和二次側電流有效值為

(43)

(44)

(45)

根據式(43)、(44)、(45),總電感損耗為

(46)

4.2 電容損耗

根據式(13)、(14)、(16)、(20)可得電容C1和Co的電流有效值為

(47)

(48)

電容總損耗為

PC=IC1(rms)2rC1+ICo(rms)2rCo。

(49)

4.3 開關損耗

開關管損耗主要為rds引起的導通損耗以及上升時間tr和下降時間tf引起的開關損耗,根據式(26)可得開關管S的電流有效值為

(50)

開關管的導通損耗為

PS-C=Ids(rms)2rds。

(51)

開關管的開關損耗為

(52)

4.4 二極管損耗

二極管的損耗主要為導通損耗和開關損耗,根據式(24)和(25)可得二極管D1、D2和D3的電流有效值為

(53)

(54)

(55)

二極管的開關損耗可表示為

PD-S=VF1ID1+VF2ID2+VF3ID3。

(56)

二極管的導通損耗可表示為

(57)

根據式(48)、(49)、(51)、(52)、(56)、(57),轉換器的總損耗為

PLoss=PL+PC+PS-C+PS-S+PD-C+PD-S。

(58)

假設Po為轉換器的輸出功率,則轉換器效率為

(59)

5 實驗驗證

為了驗證轉換器和PI控制器結合前饋控制策略的可行性,表2給出了所提轉換器的樣機參數,實驗樣機實物如圖7所示。圖8展示了實驗樣機的實物測試圖,其中直流電源型號為TH6900,直流負載型號為IT8513B+,示波器型號為WaveSurfer 4054HD,驅動芯片型號為TMS320F28335,電壓探頭型號為DP6150,電流探頭型號為HCP8030。

表2 樣機參數

圖7 實驗樣機實物照片

圖8 實物測試照片

在滿載情況下,圖9展示了所提轉換器升壓和降壓2種模式下的實驗波形。由圖9(a)和9(d)可以看出,開關管在升壓和降壓情況下電壓被鉗位,說明漏感回收電路起作用。由圖9(c)和9(f)可以看出iLk在升壓和降壓情況下是連續的,輸入電流等于iLk,轉換器輸入電流連續。圖9中的實驗波形與圖2所展示的波形圖基本一致,開關管電壓應力Vds在升壓模式下為55 V,在降壓模式下為88 V。

圖9 滿載情況下的實驗波形

圖10展示了所提轉換器在輸入電壓最大值為60 V,最小值為20 V,呈方波規律變化下加入前饋控制前后輸入擾動對比測試實驗波形。圖10(a)展示了未加前饋的輸入擾動測試波形,輸出電壓峰值達到72 V,超調量達50%;圖10(b)展示了加入前饋控制的輸入擾動測試波形,輸出電壓尖峰僅為50 V,超調量僅為4.2%,可見加入前饋控制提高了轉換器的穩定性。圖11(a)、11(b)分別展示了20 V和60 V輸入電壓、48 V輸出電壓,輸出功率從半載變到滿載再變回半載的擾動測試,輸出電壓穩定在48 V,說明所設PI參數能使所提轉換器具有良好的輸出暫態響應。

圖10 加入前饋控制前后輸入擾動對比測試

圖11 輸出功率的擾動測試

圖12為轉換器升壓模式和降壓模式分別在不同功率下的效率曲線,滿載測量效率分別為92.80%、96.03%,最大測量效率分別為97.08%、97.10%。

圖12 升壓和降壓模式下實測效率曲線圖

圖13展示了滿載下轉換器分別在20 V和60 V輸入電壓,48 V輸出電壓的計算損耗分布,升壓模式總損耗為6.84 W,降壓模式總損耗為3.38 W。

圖13 滿載情況下升壓和降壓模式計算損耗分布

7 結論

針對新能源發電裝置,本文提出一種基于PI 控制器結合前饋控制的新型單管耦合型升降壓轉換器。詳細分析了轉換器的工作原理,比較了相關轉換器的性能,設計了轉換器的控制策略。實驗結果驗證了轉換器理論分析的可行性,所提控制策略改善了轉換器對輸入電壓突變的響應特性。轉換器升壓滿載測量效率為92.80%,最大效率為97.08%;降壓滿載測量效率為96.03%,最大效率為97.10%。