基于硅基光電子芯片的低損耗動態偏振控制器*

趙倩如 王旭陽2)? 賈雁翔 張云杰 盧振國2) 錢懿 鄒俊 李永民2)?

1)(山西大學光電研究所,量子光學與光量子器件國家重點實驗室,太原 030006)

2)(山西大學,省部共建極端光學協同創新中心,太原 030006)

3)(浙江大學,浙江大學杭州國際科創中心,杭州 311215)

1 引言

動態偏振控制器是光纖通信[1–3]、光學成像[4]、量子通信等前沿技術的關鍵組件[5–18].它可以將任意輸入偏振態轉換為任意所需偏振態輸出,以克服系統內部和外部導致的雙折射效應.傳統的動態偏振控制器通常體積大,功耗高,控制帶寬低.隨著光學集成技術的迅速發展,在各種集成平臺上實現動態偏振控制器的研究已逐步展開[19,20].硅基光電子技術結合了微電子技術與光電子技術,能夠充分利用成熟的微電子加工工藝,同時擁有高帶寬、高速率、低功耗、低成本與抗電磁干擾的特性,是實現集成動態偏振控制器的優選技術.

2016 年,意大利圣安娜高等學校[21]報道了硅基集成0°/45°結構動態偏振控制器,芯片采用二維光柵輸入方式,研究了波導結構的偏振控制器對偏振的轉換特性,但由于缺少一個0°或45°結構,無法實現任意偏振態至任意偏振態的轉換.2019 年,武漢光電國家實驗室[22]基于硅基光電子芯片實現了偏振的多種控制功能,輸入結構采用二維光柵,輸出結構為4 路一維光柵,由于輸出結構中沒有二維光柵,無法實現任意偏振態的輸出.2022 年,山西大學[23]基于硅基光電子芯片設計并實驗實現了0°/45°/0°/45°動態偏振控制器,該芯片采用垂直二維光柵耦合方式,可實現將任意偏振態轉換至任意偏振態的無端偏振控制; 器件垂直耦合損耗為7 dB,整體損耗為 20 dB,靜態偏振消光比為28 dB,動態偏振消光比為25 dB.從上述研究中可以看到,器件耦合方式均采用垂直的二維光柵耦合方式,耦合損耗較大,且靜態消光比受二維光柵的限制,普遍低于30 dB.較大的耦合損耗會使通信系統探測效率降低,特別是對損耗敏感的量子通信系統[6,9]; 同時偏振消光比關系著動態偏振控制器對偏振態的控制精度,在量子通信領域對額外噪聲和安全密鑰速率有著直接的影響[16].如果能夠優化這兩個核心參數值,將會極大地提高硅基動態偏振控制器的性能,提升其應用價值和應用范圍.

基于上述研究背景,本文基于標準的絕緣體上硅 (silicon on insulator,SOI) 設計并實驗驗證了基于硅基光電子芯片的低損耗動態偏振控制器,采用端面耦合結構,偏振旋轉分束結構,0°/45°/0°/45°波導無端偏振控制結構,結合可變步長模擬退火算法、低噪聲探測器和高靜態消光比的器件,實現了動態偏振消光比大于 30 dB 的動態偏振控制.與最近基于硅基光電子芯片的垂直耦合動態偏振控制器相比,靜態偏振消光比由28 dB 提升至40 dB,動態偏振消光比由25 dB 提高至30 dB,器件整體損耗由20 dB 降至5.7 dB,在性能上有較大的提升[23].芯片動態偏振控制器的整體尺寸為5.20 mm × 0.12 mm × 0.80 mm,功耗為0.2 W,均遠小于基于光纖擠壓原理的動態偏振控制器.綜上所述,本文設計的硅基動態偏振控制器具有小體積、低功耗和低成本的特點,可以廣泛應用于量子通信和相干通信等領域,特別是需要考慮體積、功耗和成本的應用場合.

2 器件主要結構和偏振控制原理

2.1 端面耦合結構

實驗中,通常采用端面耦合和垂直耦合的方式將單模光纖中的光束導入到硅基光電子芯片中.為了降低光場的耦合損耗,設計的動態偏振控制器采用端面耦合的方式.端面耦合結構如圖1(a)所示,呈倒錐體結構,總長度為400 μm,厚度為0.22 μm,與外界單模透鏡光纖連接的A 端寬度為0.14 μm,與內部單模波導連接的B 端寬度為0.45 μm.單模透鏡光纖將10 μm 的模場直徑轉換成4 μm,與端面耦合結構A 端4 μm 模場直徑相匹配,模場分布如圖1(b)所示.

圖1 端面耦合結構及模場分布 (a) 端面耦合結構圖; (b) A端模場分布圖; (c) B 端模場分布圖Fig.1.Edge-coupling structure and mode fields: (a) Edgecoupling structure; (b) mode field at position A; (c) mode fields at position B.

單模光纖中任意偏振態的光場經端面耦合結構進行入芯片后,在波導中分為TE0模式的光場和TM0模式的光場,如圖1(c)所示,分別對應于偏振的水平分量和垂直分量.與之相對應,當光場從芯片導入單模透鏡光纖中時,波導中兩種模式的光場將轉換為單模光纖中任意偏振態光場.

2.2 偏振旋轉分束結構

偏振旋轉分束結構可以將單波導中TE0模式和TM0模式的光場進行分離,其中TM0模式光場轉化為TE0模式的光場并耦合進入另一個波導中,同時原波導中的TE0模式不發生轉變[24,25].

圖2 是偏振旋轉分束結構示意圖,主要分為兩部分,偏振旋轉部分和偏振分束部分.偏振旋轉部分總長Lr=90 μm,由全刻蝕波導和部分刻蝕波導組成,其主要功能是將TM0模式的光場旋轉為TE1模式的光場,而TE0模式光場不發生轉變.全刻蝕波導為梯形結構,左部C 端寬度為W1=450 nm,厚度h=220 nm; 右部E 端寬度為W2=850 nm,厚度h=220 nm.部分刻蝕波導為菱形結構,兩端與全刻蝕波導的寬度相同,中間D 處最大寬度Ws=1550 nm,厚度hs=90 nm .偏振分束部分總長Ls=300 μm,由上方的過渡波導和下方的絕熱波導構成,兩者均為全刻蝕波導.其主要功能是將TE1模式的光場由過渡波導耦合至絕熱波導并轉化為TE0模式,而過渡波導中的TE0模式光場不發生轉變.過渡波導為梯形結構,左端F 處寬度為W2=850 nm,右端G 處的寬度為W3=650 nm .絕熱波導同樣為梯形結構,左端F 處寬度為W4=200 nm,右端G 處寬度為W0=500 nm.兩波導間隙為200 nm,且保持不變.

圖2 偏振旋轉分束結構示意圖Fig.2.The structure of polarization rotator-splitter.

偏振旋轉分束結構是動態偏振控制器的核心器件,其性能直接影響動態偏振控制器所能達到的消光比.設計器件的過程中,需要對器件各部分的尺寸進行優化,下面重點介紹偏振旋轉部分的長度Lr和偏振分束部分的長度Ls的優化過程.

圖3 是各種模式的傳輸效率與偏振旋轉分束結構長度關系的仿真結果.圖3(a)是TE0,TM0和TE1模式的傳輸效率隨偏振旋轉部分長度Lr的變化情況.黑色曲線表示TE0模式的傳輸效率,其值恒為1,不隨長度Lr變化,表示TE0模式沒有轉換,即偏振旋轉部分的長度Lr對TE0模式的轉換沒有影響.藍色曲線表示TM0模式的傳輸效率,隨著長度Lr的增加,TM0模式的傳輸效率降為0,而代表TE1模式的紅色曲線的傳輸效率從0 升到1,說明在偏振旋轉部分TM0模式逐漸轉化為TE1模式.當長度Lr≥90 μm 時,TM0模式幾乎全部轉化為TE1模式.綜合考慮器件體積和損耗,偏振旋轉結構的長度優化為90 μm.圖3(b)表示在偏振分束部分,TE0和TE1模式的傳輸效率隨長度Ls的變化情況.黑色曲線表示過渡波導中TE0模式的傳輸效率,其值為1,不隨長度Ls變化,即Ls的取值對TE0模式的轉換沒有影響.紅色曲線表示過渡波導中TE1模式的傳輸效率隨著長度Ls的增加而減小,直至降為0; 同時代表絕熱波導中TE0模式的綠色曲線的傳輸率從0 升至1,表示過渡波導中的TE1模式逐漸耦合轉化至絕熱波導中的TE0模式.當長度Ls≥300 μm 時,TE1模式幾乎全部轉化為TE0模式.綜合考慮器件體積和損耗,偏振分束部分的長度優化為300 μm.

圖3 各種模式光場傳輸效率與偏振旋轉分束結構長度的關系 (a) TE0,TM0 和TE1 模式的光場傳輸效率與偏振旋轉結構的長度 Lr的關系; (b) TE0 和TE1 模式的光場傳輸效率與偏振分束結構的長度 Ls 的關系Fig.3.The relationships between the transmission efficiencies of different modes and the polarization rotator-splitter length: (a) The relationships between the transmission efficiencies of TE0,TM0 and TE1 modes and the length of polarization rotator structure Lr;(b) the relationships between the transmission efficiencies of TE0,TE1 mode and the length of polarization splitter structure Ls.

相應地,當光場反向傳播時,偏振旋轉分束結構將具有偏振合束功能,可以將兩束分別從過渡波導和絕熱波導中輸入的TE0模式光場合并至同一波導中,同時將絕熱波導中輸入的TE0模式轉化為TM0模式,過渡波導中輸入的TE0模式不發生轉化.

2.3 波導0°和45°偏振控制結構和工作原理

延遲量控制是動態偏振控制中常用的控制方法.當光場沿z軸傳播時,兩偏振分量分別在x軸與y軸上,一般定義延遲量波片方位角?為光軸和x軸的夾角,光軸相對其垂直軸的相位延遲量定義為δ.方位角?=0°,延遲量δ=α的瓊斯矩陣可以表示為

方位角?=45°,延遲量為δ=β的瓊斯矩陣可以表示為

該矩陣可以分解為三個簡單矩陣MR,M0和ML.

在波導光學中,通過設計出實現上述矩陣的結構,同樣能夠對光場的偏振實現延遲量控制.圖4(a)所示是矩陣M0對應的等效波導結構,由兩根平行波導和控制波導相位的熱相移器構成.圖4(b)所示是矩陣M45對應的等效波導結構,由矩陣ML,M0和MR對應的波導結構構成.矩陣MR對應的波導結構由上波導 π/2 固定相移器,50/50 多模干涉耦合器(multi-mode inferometer coupler,MMI)和下波導 π/2 固定相移器構成,其表達式為

圖4 傳遞矩陣對應的等效波導結構 (a) 矩陣M0的等效波導結構; (b) 矩陣M45的等效波導結構; (c) 矩陣M0 和M45 對任意偏振態 P 在龐加萊球上的變換軌跡; TPS: 熱相移器Fig.4.Equivalent waveguide structures of transfer matrices: (a) Equivalent waveguide structure of matrix M0 ; (b) equivalent waveguide structure of matrix M45;(c) the transform traces of matrix M0 and matrix M45 on arbitrary polarization state P in Poincare sphere; TPS: Thermal phase shift.

矩陣ML對應的波導結構由下波導 π/2 固定相移器,50/50 MMI 和上波導 π/2 固定相移器構成,其表達式為

為了能夠清晰地說明矩陣M0和M45對偏振態的作用,將任意偏振態P在龐加萊球上的表示和矩陣對偏振態P的變換進行了繪制,如圖4(c)所示.任意偏振態P在龐加萊球上的偏振分量為S1,S2和S3.改變延遲量α,偏振態P經過矩陣M0作用后輸出的偏振態的軌跡為藍色曲線,即矩陣M0對偏振態的作用是使其繞Sx軸逆時針旋轉角度α;改變延遲量β,偏振態P經過矩陣M45作用后輸出的偏振態的軌跡為紅色曲線,即矩陣M45對偏振態的作用是使其繞Sy軸逆時針旋轉角度β.

2.4 波導0°/45°/0°/45°動態偏振控制器

延遲量型動態偏振控制器能夠實現任意偏振態至任意偏振態的轉換,通常需要0°/45°/0°結構,或45°/0°/45°結構[26,27],通過圖4(c)也不難看出兩種結構的變換可以將球面上任意一點移動至任意一點.實際應用中,為了實現無端偏振控制,通常使用0°/45°/0°/45°結構,或45°/0°/45°/0°結構,多一個變換結構通常可以避免在偏振控制過程中因某相位控制電壓暫時飽和而復位的過程中偏振發生跳變.因此本文采用0°/45°/0°/45°四個等效波導結構來進行偏振鎖定.

圖5(a)是初步設計出的基于波導結構的動態偏振控制器,從左到右依次為端面耦合結構,偏振旋轉分束結構,波導0°/45°/0°/45°結構(M1,M2,M3,M4),偏振旋轉分束結構,端面耦合結構.其中φi(i=1,2,3,4) 是需要延遲的相位,Δθi(i=1,2,3,4,5)是平行波導的初始相位差.實際應用中,可以通過調整熱相移器相位為?i=φi±nπ/2±Δθi,(i=1,2,3,4;n=1,2),靈活實現相位的延遲和補償,因此設計出的實際波導0°/45°/0°/45°動態偏振控制器結構可簡化為如圖5(b)所示的結構.圖5(b)中M4結構與圖5(a)中M4結構相比,少了一個π/2固定相移量,且相位差Δθ5無法補償.由于動態偏振控制器中已具備0°/45°/0°結構,因此并不影響任意偏振態至任意偏振態的輸出,通過調整0°/45°/0°結構輸出的任意偏振態可以補償掉π/2固定相移和相位差Δθ5.平行波導結構中,下方波導的熱相移器可以不使用,但實際設計時將其加入,這樣可使兩波導的局部環境盡量一致,從而減小固有相位差Δθi.

圖5 基于硅基光電子芯片的動態偏振控制器結構 (a) 與波導0°/45°/0°/45°結構對應的片上動態偏振控制器結構; (b) 實際片上動態偏振控制器結構Fig.5.The structures of dynamic polarization controller on silicon photonics chip: (a) The structure of dynamic polarization controller corresponding to 0°/45°/0°/45° structure; (b) the simplified structure of dynamic polarization controller on chip.

3 模擬退火算法程序仿真和優化

為獲得較高的動態偏振消光比,實驗擬采用模擬退火算法對偏振進行鎖定.關于模擬退火算法的介紹可參考相關文獻[28–31].本節主要仿真了步長,探測器電子學噪聲和靜態偏振消光比等因素對動態偏振消光比鎖定的影響,以及采用的相應措施.

圖6(a)是各種固定步長和可變步長下所能達到的偏振消光比的仿真結果.藍色、綠色、紫色和橙色曲線分別是采用固定步長st=0.16,0.08,0.03,0.008 rad 時的鎖定結果,隨著步長的減小,所能達到的偏振消光比逐漸增大,但是所需步長逐漸增加.通過仿真優化結果發現,采用可變步長的方法可以用較少的循環次數實現高消光比,如圖6(a)中的黑色曲線所示.(5)式是根據固定步長和所能達到的消光比設計出的動態步長公式:

圖6 基于模擬退火算法的偏振鎖定仿真結果 (a) 采用各種固定步長及可變步長鎖定后的偏振消光比; (b) 考慮探測器電子學噪聲時采用固定步長的仿真鎖定結果; (c) 考慮探測器噪聲和靜態消光比時采用固定步長的仿真鎖定結果; (d) 考慮探測器噪聲和靜態消光比時采用固定步長和可變步長的鎖定結果; EN: 電子學噪聲,SER: 靜態消光比Fig.6.The simulation of polarization locking using simulated annealing method: (a) The extinction ratios of polarization locking using fixed steps and variable steps methods; (b) the polarization locking results using fixed steps considering electronic noise; (c) the polarization locking results using fixed steps considering electronic noise and static extinction ratio; (d) the polarization locking results using fixed steps and variable steps considering electronic noise and static extinction ratio.EN: electronic noise,SER: static extinction ratio.

式中,Ist為探測器輸出的電壓值與最大光強所對應的電壓值的比值,即歸一化到最大光強所對應的值.

圖6(b)仿真了不同固定步長下探測器電子學噪聲對動態偏振消光比的影響.橙色曲線表示當采用固定步長 st=0.008 rad 時,可達到45 dB 的動態偏振消光比.當考慮電子學噪聲后,如青色曲線所示,動態偏振消光比從45 dB 降至40 dB 左右.電子學噪聲呈正態分布,標準差為1×10–4V (歸一化到最大光強所對應的電壓值).紫色曲線表示當采用固定步長 st=0.03 rad 時,可達到33 dB 的動態偏振消光比.當考慮電子學噪聲后,如棕色曲線所示,動態偏振消光比無明顯變化.從仿真結果中可以看出,如果要達到高動態消光比,探測器的電子學噪聲需降至足夠小.

靜態消光比是限制動態消光比的另一個因素.當固定步長為0.03 rad 或0.08 rad 時,鎖定結果分別為圖6(c)中的紫色曲線和綠色曲線,與圖6(a)中鎖定結果相比,消光比沒有太大的變化.當固定步長為0.008 rad 時,圖6(c)中的青色曲線表示只考慮電子學噪聲時的鎖定結果,動態消光比為40 dB; 當考慮40 dB 靜態消光比時,動態消光比降低到35 dB 左右.從仿真結果可以看出,要測得較高的動態消光比,需以較高的靜態消光比為基礎.

圖6(d)中的仿真結果均考慮了探測器的電子學噪聲和系統靜態消光比的影響.藍色曲線和紅色曲線分別采用了0.16 rad 和0.008 rad 的固定步長,黑色曲線采用可變步長,只需要較少的內循環就可以達到30 dB 以上的動態消光比.

以上述仿真結果為依據,偏振鎖定實驗中將采用可變步長方法,使用低噪聲探測器和高靜態消光比的器件.

4 實驗系統及測量結果

基于硅基光電子芯片的動態偏振控制實驗系統如圖7(a)所示.光源為1550 nm DFB 連續激光器,經保偏光纖輸出線偏振光.保偏光纖衰減器用于調節光功率,經50/50 單模保偏光纖分束器分為兩束光.其中一束光輸入至功率計中,用于檢測硅基光電子芯片動態偏振控制器的輸入光功率; 另外一束輸入到硅基芯片中,起偏器(general photonics,NPOL-15-PP-FC/APC)的偏振消光比大于40 dB,用于提高激光的偏振純度,手動偏振控制器用于調節輸入到硅基芯片的光偏振狀態.芯片采用端面耦合方式與單模透鏡光纖進行耦合.硅基光電子芯片的輸出光經光纖偏振分束器件(光庫科技,PBS-55-P-2-L-1-S)后分成兩路,光束1 連接光電探測器,光束2 連接功率計.圖7(a)中紅色光路代表光路中使用的光纖是保偏光纖,藍色光路代表光路中使用的光纖是單模光纖.光電探測器為圖7(b)所示的光電探測器,電源由電池供電,無需運算放大器,電子學噪聲標準差可低至1.2×10–4,該值歸一化到探測器輸出的最大電壓值.硅基光芯片的四路熱相移器控制信號和光電探測器的輸出信號均連接至多功能輸入輸出卡USB6259,相關數據由計算機進行處理.圖7(c)是對準平臺上的硅基動態偏振控制器及其外圍電路; 圖7(d)是端面耦合對準時整個硅基光電子芯片的俯視圖; 圖7(e)是端面耦合對準時透鏡光纖和芯片端面的顯微鏡圖;圖7(f)是硅基動態偏振控制器的顯微鏡圖.經測試和計算,偏振控制器尺寸為5.20 mm × 0.12 mm ×0.80 mm,整體損耗為5.7 dB,其中四個50/50 MMI的損耗約為0.3 dB × 4=1.2 dB,兩個偏振旋轉分束結構的損耗約為0.1 dB × 2=0.2 dB,波導長度引起的損耗約為0.3 dB,兩個端面的耦合損耗約為2 dB × 2=4 dB.

實驗中,采用金絲鍵合機和25 μm 金線將熱相移器的焊盤與印制電路板的焊盤進行焊接.多功能輸入輸出卡USB6259 可輸出電壓范圍為V=±10 V,最大電流為20 mA.熱相移器長度為400 μm,熱相移器的電阻為R=2 k? .動態偏振控制器共需要4 個熱移相器,每個熱移相器的控制電壓范圍為0—10 V,整個器件在動態工作時需要的最大功率為.圖8 是利用單個馬赫-增德爾干涉儀(Mach–Zehnder interferometer,MZI) 結構測試的熱相移器的特性.從圖8(a)可以看出,熱相移器的相移φ與功率P具有良好的線性關系,其關系式為

斜率為k=0.164 rad/mW,截距θ=0.931 rad 為兩臂的固有相位差.電壓從0 到10 V 變化時,功率從0 mW 變為50 mW,相移的變化范圍為8.2 rad ＞2π rad,滿足偏振鎖定的需求.由(6)式可以得出,電壓步長值ΔV與弧度步長值 Δφ的關系為

兩者不是線性關系,弧度步長值固定時,電壓值越大,電壓步長值越小.實驗中為了獲得較好的實驗結果,計算電壓步長值 ΔV時電壓值取V=10 V.因此對照仿真結果,弧度步長值0.16,0.08,0.03和0.008 rad 對應的最大電壓步長值分別為0.1,0.05,0.02 和0.005 V.

圖8(b)是熱調制器的響應時間測試結果,紅色脈沖為加載在MZI 熱調制器上的電脈沖,幅度為5.6 V.上升和下降時間均為5 ns.藍色脈沖為MZI測試結構的單臂輸出結果,下降沿時間為10 μs,上升沿時間為20 μs,對應的響應帶寬分別為30 kHz和 15 kHz,帶寬積分別為 5.6 V·30 kHz=168 kHz·V和 5.6 V·15 kHz=84 kHz·V,遠高于基于光纖擠壓原理的商用動態偏振控制器PolaRITE III (general photonics).該器件由于需加載高壓140 V,通常結合高壓放大器件PCD-M02 使用,典型的帶寬積分值為 1.25 kHz·V,最大消耗功率為11.2 W.

進行動態偏振控制之前,首先對硅基動態偏振控制器的靜態消光比進行了測試,測試示意圖如圖7(a)所示.首先需要測試的是光纖偏振分束器的偏振消光比,此時需將光路中的硅基動態偏振控制器去掉.經手動偏振控制器的光場直接進入偏振分束器件,其輸出光路2 和光路1 均接入功率計中.調節衰減器和手動偏振控制器,使光路1 的功率至最大0.5 mW,光路2 的功率最低,進行多次測量后可得偏振消光比的平均為41.44 dB,具體測試值見表1 測試1.調節衰減器和手動偏振控制器,使光路2 的功率至最大0.5 mW,光路1 的功率最低,進行多次測量后可得偏振消光比的平均為41.32 dB,具體測試值見表1 測試2.然后將硅基動態偏振控制芯片加入光路中,其位于手動偏振控制器和偏振分束器之間.調節衰減器和硅基動態偏振控制器的控制電壓,使光路2 的功率至最大0.5 mW,光路1 的功率最低,進行多次測量后可得偏振消光比的平均為40.4 dB,具體測試值見表1測試3.調節衰減器和硅基動態偏振控制器的控制電壓,使光路1 的功率至最大0.5 mW,光路2 的功率最低,進行多次測量后可得偏振消光比的平均為40.36 dB,具體測試值見表1 測試4.從測試結果可以看出,硅基動態偏振控制器的靜態消光比大于 40 dB.

表1 靜態偏振消光比測試數據Table 1.Test data for static polarization extinction ratios.

采用固定步長和可變步長的動態偏振鎖定結果如圖9 所示,與仿真結果基本符合.黑色曲線是采用固定步長0.1 V 時的鎖定結果,動態偏振消光比為10 dB,循環次數為10 次; 紅色曲線代表固定步長為0.02 V 時的鎖定結果,動態偏振消光比大于20 dB,需循環次數為50 次; 藍色曲線代表固定步長為0.005 V 時的鎖定結果,動態偏振消光比大于30 dB,需循環次數為600 次.隨著固定步長的減小,鎖定的偏振消光比增加,但是鎖定至穩定狀態所需的循環次數也越多.綠色曲線代表可變步長時鎖定情況,動態偏振消光比可達到30 dB 以上,僅需50 次循環.

圖9 采用固定步長和可變步長時基于硅基芯片的偏振鎖定結果Fig.9.Experiment results of polarization locking using fixed or variable steps based on silicon photonics integrated dynamic polarization controller.

5 總結與展望

本文設計并實驗驗證了基于硅基光電子芯片的低損耗0°/45°/0°/45°動態偏振控制器.芯片采用標準的SOI 工藝制作,器件整體尺寸為5.20 mm × 0.12 mm × 0.80 mm,端面耦合損耗為2 dB,整體損耗為5.7 dB.通過仿真優化偏振旋轉分束結構,仿真優化可變步長模擬退火算法,降低光電探測器噪聲,提高偏振分束器件靜態消光比等方法,可實現靜態消光比大于40 dB,動態偏振消光比大于30 dB 的動態偏振控制.該器件僅需0—10 V 控制電壓,最大功耗0.2 W,相比于商用的光纖擠壓式控制方法,有效降低了器件的功耗.

在今后的研究中,可通過優化端面耦合尺寸和工藝,將端面耦合損耗進一步降至0.5—1.0 dB[32,33];還可將輸入輸出接口設計至同一端,方便對器件進行端面陣列耦合封裝.總之,該器件具有小體積、低功耗和低成本的特點,可以實現高動態消光比的鎖定,希望可以廣泛應用于光纖通信、光學成像、量子通信等領域,特別是需要考慮體積、功耗和成本的應用場合.