一種基于單片機的高壓小電流電子負載

顏敏

（中國電科芯片技術研究院，重慶，400000）

0 引言

電子負載在電子元器件的測試測量和各種加電試驗中應用廣泛，而高壓小電流電子負載則是其中一類。本文討論和研究了高壓小電流電子負載的相關原理和技術應用。

1 基本原理

■1.1 控制原理

MOSFET 在工作狀態處于恒流區時，漏源極電流直接由溝道中的載流子數量決定。因此，增強型MOSFET 在VGS ＞VGS(th)時，漏源極電流ID直接由VGS決定，與VDS無關(VDS未超過最大極限電壓的情況下)，如圖1 所示。基于MOSFET 的這一特性，即可搭建一個負反饋電路，實現電流負載的程序控制，即電子負載。

圖1 N 溝道增強型MOSFET 伏安特性曲線

通過查閱相關資料[1～2]電子負載的主要是通過嵌入式系統[3～4]的單片機，與數模轉換器(DAC)建立通訊，并通過DAC 輸出的模擬量電壓值經過運算放大器之后作為功率MOSFET 的柵源極電壓VGS，從而控制MOSFET 的導通量，然后通過將帶載回路中取樣電阻兩端的電壓值采回并作為負反饋端與DAC 輸出作比較，進而精確控制運算放大器的輸出電壓值(即功率MOSFET 的柵源極電壓VGS)，精確控制帶載電流。

本文所研究探討的高壓小電流電子負載的功能框圖如圖2 所示。由圖可知，除通過硬件反饋回路調節MOSFET 的導通量外，還設計了MCU 通過模數轉換器(ADC)[5]讀取帶載回路中取樣電阻兩端的電壓值，進而計算出其電流值，并從程序上修正了DAC 的輸入值。通過兩層反饋調節及校準過程，該電子負載帶載電流值得以精確控制。

圖2 功能框圖

電子負載中，帶載的MOSFET 是整個系統的核心元件，與其周邊的運算放大器、電阻、電容等共同構成了主回路，其原理圖如圖3 所示。

圖3 主回路原理圖

圖3 中，右上方的PC1 為光MOS，是用于整個帶載回路的通斷控制，R34、R36、C21 構成的回路為電壓測量回路，其中電壓測量點引出至后面測量選擇回路。

記運算放大器U8 的同相輸入端電壓值為V1，輸出端電壓值為V2，記運算放大器U10 的同相輸入端電壓為V3，則根據運算放大器特性，有如下關系：

從圖3 中可以看出，N1 的柵源電壓VGS=V2-V3。記流經N1 的漏極與源極之間電流為IDS，則V3=IDS×R30。由MOS 管特性曲線可知，IDS與VGS之間存在確定的映射關系IDS=f(VGS)。由以上可知，當電壓值V1給定時，V2、V3、IDS均被唯一確定。當V1增大時，運放U8 的同相輸入端與反相輸入端之間的差值增大，故U8 的輸出端電壓值隨之增大，MOS 管N1 的VGS隨之增大，其中N 溝道載流子增加，IDS增大，V3亦隨之增大，運放U10 因同相輸入端與反相輸入端之間的電壓差值增加，輸出電壓隨之增加，進而使運算放大器U8 的反相輸入端電壓增加，直至環路穩定。反之，當V1減小時，亦然。

■1.2 數據傳遞

整個設備以單片機為控制中樞，如圖4 所示。單片機線路主要包括輸入供電、晶體振蕩器、數字IO、模擬IO 等部分。

圖4 單片機線路圖

單片機通過SPI 的方式與16 位DAC 芯片建立通訊，以控制DAC 輸出電壓值，如圖5 所示。

圖5 數模轉換器DAC 線路圖

另一方面，設計了測量選擇回路，可選擇測量實時帶載電流值或測量實時電壓值，如圖6 所示。從取樣電阻兩端采回的電壓值，通過運算放大器放大之后，輸入到16 位ADC 中，可區分輸入電壓的最小分辨率為其滿量程(即基準源參考電壓)的1/216，本課題中采用的基準源電壓為3V，故其分辨率為0.045mV，其量化誤差小于最低位的半個字[6]，模數轉換完畢后，通過SPI 通訊傳回單片機，系統控制與采樣環路至此完成。

圖6 測量選擇回路

■1.3 供電系統

在該設備中，運算放大器需要12V 的供電電壓，而單片機和DAC 需要3.3V 的供電電壓，ADC 需要2.5V 的供電電壓，其他功能性回路則需要5V 的供電電壓。因此，在設備供電采用12V 的電源適配器的情況下，必須經過LDO 芯片進行轉換。且為了防止市電干擾傳入本設備，需要設計濾波電路。經反復試驗與比較，發現可采用π 型濾波電路達到目的，效果良好，π 型濾波電路由1 個3.3μH 的電感和2 個22μF 的片電容構成。

同時，單片機、ADC 和DAC 還需要輸入一個基準電壓，這個基準電壓要求十分穩定，不能直接由電源供電輸入。故設計了基準電壓回路，其中采用AZ431AN 作為基準源，將12V 供電直接轉換為3V 的基準電壓輸出。基準電壓回路圖如圖7 所示。

圖7 基準電壓回路

■1.4 多重采樣

在嵌入式系統中，采用C 語言編寫控制用的源代碼[7]。考慮到系統中帶載主回路中的電流并不是完全不變，而是略微波動的，因此需要采集一定時間段內的電流值，取平均值后作為測量結果。而系統受各項因素干擾，存在一定的偶然誤差，故通過多次測量電流值，然后取一次平均值，舍去偏差較大(超出平均值±10%范圍的)的一部分值，再取平均值，再一次舍去偏差較大(超出平均值±3%范圍的)的值，再第三次取平均值和舍去偏差較大(超出平均值±1%范圍的)的值，最后剩下的值再取平均值作為最終結果。通過這種多次采樣逐次加嚴篩選的過程，將偶然誤差和白噪聲對測試精度的影響降到了最低，使信噪比最大化。

■1.5 聯機通訊

作為測量設備，本系統還考慮了受計算機程序控制的功能，采用了通用串行數據總線(UART)，用于異步通信，可實現全雙工傳輸和接收[8]。該總線結構具備輸出緩沖寄存器，它接收計算機從數據總線上發送的數據，并加以保存[9]。采用USB 轉UART 的方式，通過FT232 芯片，實現了本設備與上位機的通訊和程控功能。在通訊中，為了確保數據完整與正確，每次發送的數據為8 個字節，其中最后兩個字節為CRC16 校驗(循環冗余校驗)[10]得出的值。循環冗余校驗是一種數據傳輸檢錯功能，對數據進行多項式計算，并將得到的結果附在被傳輸數據之后的方法。接收數據的一方也執行相同的算法，計算結果與預期值相符，數據才作為有效數據，否則作為無效數據被丟棄。CRC16 校驗可將通訊出錯的概率降低至1/216，有效地提高了通訊的可靠性。所寫CRC16 校驗代碼如下：

/*************

2 試驗驗證

■2.1 數據擬合

在數據轉換過程中，根據實際測得值和預設值，進行了數據擬合。擬合結果如圖8 所示。通過數據擬合，對ADC測得值向預設值進行線性變換的公式進行了修正，更改其線性系數，使結果更為精確可靠。為達到校正目的，特采用MATLAB 軟件編程，然后通過Curve Fitting Tool 進行了線性擬合。擬合時，將縱軸設為預設電流值，橫軸設為實測值。然后將采樣點的步進值設為100μA 為步進值，樣本數設為500，以聯機調試測得值為數據來源。

圖8 數據擬合圖

■2.2 驗證校準

最終設計完成之后，從最低帶載電流0.1mA 到最大量程50mA 選取了總共7 個較為典型的帶載電流值，對電子負載自身的測試精度，用計量合格的數字萬用表進行了驗證校準。如表1～表6 所示。

表1 設定與測量值對比表(輸入50V)

表2 設定與測量值對比表(輸入100V)

表3 設定與測量值對比表(輸入150V)

表4 設定與測量值對比表(輸入200V)

表5 設定與測量值對比表(輸入250V)

表6 設定與測量值對比表(輸入300V)

3 結論

測試結果表明，該系統具有帶載準確、測量精確、穩定性強、調節速度快的特點，筆者認為可以在實際電路中推廣使用，具有廣闊的應用前景。