一種低電壓應力的隔離型SWISS整流器

周萬傳，張旭，羅朝旭，程諄

(1．湖南工業大學電氣與信息工程學院，湖南 株洲 412007；2．湖南鐵道職業技術學院，湖南 株洲 412001)

0 引言

SWISS整流器是一種三相降壓型整流器，具有單位功率因數運行、電流諧波畸變率低、功率密度高、開關管損耗小等優點[1-3]，不僅適用于電動汽車充電系統，還適用于未來更多的變速交流驅動器和高功率照明系統。

文獻[4-5]將SWISS整流器中不可控整流電路的二極管和DC-DC降壓變換器的二極管全部替換為帶反并聯二極管的IGBT，實現了能量的雙向流動。文獻[6]提出一種并聯式SWISS整流器，由兩個相同的SWISS整流器并聯組成，通過交錯調制策略同時控制兩個SWISS整流器，但所用的電子器件數量比SWISS整流器多一倍，不具有實際應用意義。文獻[7]提出了一種部分并聯SWISS整流器，增加了輸入降壓電路進行交錯并聯的器件，節省了不可控整流電路和諧波注入電路的半導體器件。文獻[8]提出了一種寬范圍軟開關SWISS型倍流整流器，實現了輸出電壓寬范圍可調。文獻[9]將直流側輸出電感轉換為電流補償集成共模耦合電感和差模電感的組合，設計了一種高效的交錯式SWISS整流器，并采用碳化硅MOSFET，整流器的效率最終達到了99.3%。

為確保安全，高電壓或者大功率電路一般要求輸入電路與輸出電路之間有電氣隔離。文獻[10-11]提出了一種單管正激SWISS整流器，使用帶隔離的單管正激變換器代替SWISS整流器的DC-DC降壓變換器，從而在該功率級中提供隔離。但這種拓撲增大了高頻開關管的電壓應力，并且需要設置諧振復位電路解決變壓器消磁問題。文獻[12]提出一種優化的隔離型單管正激SWISS整流器，雖然減少了功率變壓器的數量，但是高頻開關管的電壓應力較高，同樣需要設置諧振復位電路。文獻[13-15]研究了一種移相全橋SWISS整流器拓撲，將SWISS整流器的DC-DC降壓變換器替換為移相全橋變換器以實現電氣隔離和零電壓開關，然而該電路存在橋臂直通的危險，不僅會產生額外損耗，甚至還會導致整個電力系統受損。

LC濾波器的復雜度較小、結構更為簡單，所以將LC濾波電路作為SWISS整流器的前級濾波電路，用于濾除高次諧波，保證輸入側電網電流質量，但LC濾波器在共振頻率處存在諧振峰，使得輸入側電網電流產生振蕩[16]。雖然改進電流環和反饋環控制的方法能消除扇區邊界處的畸變，但是控制方法更復雜且計算量龐大。在LC濾波器基礎上設計的L-CCR型濾波器[17]，穩態紋波較大，低功率工作時功率因數較低。文獻[18]將LC濾波器的濾波電容后移直流側，減小了輸入側電流振蕩，但會引入新的畸變。文獻[19]將虛擬電阻引入到SWISS整流器，雖然能完全消除附加電阻的損耗，但是既增加了傳感器的數量，還提高了控制的復雜度。

針對上述問題，本文提出一種雙管正激SWISS整流器拓撲，并設計了一種兩級濾波器。該整流器拓撲將雙管正激變換器與SWISS整流器相結合，克服了單管正激SWISS整流器開關管電壓應力高的缺點，并且變壓器儲能有釋放回路，不需另設復位繞組即可保證變壓器磁芯可靠復位。此外，該拓撲輸出電路的每一個橋臂都是由一個二極管和一個開關管串聯組成，避免產生橋臂直通問題，從而保證了整流系統的可靠性。針對輸入側電網電流產生振蕩問題，以LLR-CⅠ型濾波器為第一級、LC濾波器為第二級，設計了一種兩級濾波器來抑制電流振蕩，降低諧波電流含量。最后通過MATLAB/Simulink模型仿真對該整流器的性能進行驗證。

1 雙管正激SWISS整流器分析

1.1 雙管正激SWISS整流器的結構

雙管正激SWISS整流器拓撲結構如圖1所示，主要由濾波電路、不可控整流輸入電路、諧波電流注入電路和雙管正激輸出電路組成。圖1(a)是由LC濾波電路進行濾波的整流器拓撲，圖1(b)是由兩級濾波電路進行濾波的整流器拓撲。與移相全橋SWISS整流器相比，雙管正激SWISS整流器在變壓器的原邊將4個高頻開關管替換為4個二極管，一方面起著鉗位作用，將開關電壓鉗位在輸入電壓；另一方面為變壓器消磁提供了通路，不需增設復位繞組；此外，還降低了開關管的開關損耗。整流器工作時，雙管正激輸出電路中的高頻開關管Sp1和Sp2同時開通和關斷，Sn1和Sn2同時開通和關斷，使變壓器原邊繞組承受電壓，避免了橋臂直通的風險。

LC濾波電路負責濾除因高頻開關管動作產生的某次或多次諧波。諧波電流注入電路由3組共射極雙向絕緣柵雙極晶體管(Sy1、Sy2和Sy3)構成，負責給系統注入低頻電流，在2倍電源頻率時切換注入電路的電流路徑，再通過高頻開關管(Sp1、Sp2和Sn1、Sn2)將電流注入無電流流經的相。不可控整流電路為三相橋式結構。雙管正激輸出電路為2個具備電氣隔離的雙管正激變換器；電容Cp和Cn用于縮短兩個雙管正激變換器的換向路徑[14]。由于電容的隔直作用，雙管正激輸出電路能夠對2組高頻開關管導通時間不對稱而造成的變壓器原邊電壓的直流分量有自動平衡作用，因此不容易發生變壓器的偏磁和直流磁飽和現象。

(a)LC濾波電路

(b)兩級濾波電路

1.2 雙管正激SWISS整流器的工作原理

假設輸入電壓為平衡的三相正弦電網電壓，由公式(1)給出：

(1)

不可控整流輸入電路的簡化電路如圖2所示。

圖2 不可控整流輸入電路的簡化電路

將不可控整流輸入電路的上、下兩個橋臂分別設置為p點和n點，與雙向開關連接的第三相設置為Y點，則有公式(2)表示三個點之間的電位：

upn=upY-uYn

(2)

式中：upn為三個輸入相位之間的最高瞬時電壓差；upY、uYn分別為不可控整流輸入電路上、下橋臂與雙向開關用于連接的第三相之間的電壓。

圖3 upY和uYn準三角波形圖

表1列出了一個工作周期上3組雙向開關管的開關狀態，0表示關斷，1表示開通。且雙管正激SWISS整流器的工作扇區是對稱的，因此在扇區1中進行的分析也適用于其他扇區。

表1 3組雙向開關管的開關狀態

在雙管正激SWISS整流器中，諧波電流注入電路中的3組雙向開關Sy1、Sy2和Sy3是互補開通的低頻開關管，允許三次諧波電流通過。例如，在扇區2和5中，雙向開關Sy1保持開通，Sy2和Sy3保持關斷。而開關管Sp1、Sp2與Sn1、Sn2是高頻開關管，它們并不互補，因此會有4種不同的等效電路，如圖4所示。

(a)Sp1、Sp2和Sn1、Sn2均開通

(b)Sp1、Sp2開通，Sn1、Sn2關斷

(c)Sp1、Sp2關斷，Sn1、Sn2開通

(d)Sp1、Sp2和Sn1、Sn2均關斷

由于變壓器的匝數比是可變的，因此雙管正激SWISS整流器的輸出電壓可以從0 V設置到某個最大電壓，即輸出電壓可以被設置為高于輸入電壓。雙管正激SWISS整流器的輸出電壓由式(3)給出：

(3)

式中：M為調制指數；N2/N1為變壓器的變比。

在輸入電壓和輸出電壓都有要求的系統中，盡管調制指數是固定的，但可變的匝數比使得整流器能夠輸出多種不同的電壓。

1.3 雙管正激SWISS整流器開關管的電壓應力 分析

現在的半導體硅(Si)的制作工藝及技術限制了高耐壓開關管的出現，若采用碳化硅(SiC)開關管則會使得產品成本直線上升，得不償失。為了便于雙管正激SWISS整流器的選型，有必要對開關管的電壓應力進行分析。本文的研究對象是5 kW的雙管正激SWISS整流器系統，此拓撲結構中的晶體管和二極管可分為低頻(頻率為2倍的線路頻率)開關管和高頻(頻率為開關頻率)開關管。低頻開關管是不可控整流輸入電路的二極管(DN+和DN-)和諧波電流注入電路的雙向開關(Sy1、Sy2和Sy3)，高頻開關管是正向晶體管(Sp1、Sp2與Sn1、Sn2)和變壓器副邊整流二極管(D+、D-、DF+和DF-)。

1.3.1低頻開關管電壓應力分析

不可控整流輸入電路二極管的電壓應力等于最大線間輸入電壓，如式(4)所示：

(4)

諧波電流注入電路中雙向開關的最大電壓應力出現在一個線電壓達到峰值且另外兩個線電壓等于峰值的負一半時，其最大電壓應力表示為：

(5)

1.3.2高頻開關管的電壓應力分析

將單管正激SWISS整流器拓撲和所提出的雙管正激SWISS整流器拓撲置于同等輸入功率等級Uin下，分析高頻開關管的電壓應力特性。

在單管正激SWISS整流器中，變壓器需額外的能量路徑來消磁，文獻[11]使用諧振復位電路對變壓器進行消磁，等效電路如圖5所示。

圖5 具有諧振復位電路的單管正激SWISS整流器等效電路

當晶體管開通時，輸入電壓Uin被施加到變壓器初級繞組，并且電感線圈中的磁化電流以恒定斜率增加。當電容CR中的電壓達到輸入電壓并且開始與變壓器的磁化電感諧振時，晶體管Q截止。此時，電感器電流逐漸減小，而電容電壓繼續增大。當磁化電流達到0 A時，晶體管電壓達到最大值，并且在磁化電流為負時開始降低。當晶體管電壓達到輸入電壓時，晶體管Q導通，變壓器次級電壓被鉗位為0 V，磁化電流保持恒定。以此方式，不管輸入電壓和占空比如何變化，電容電壓保持為0 V，直到下一周期。盡管晶體管必須承受峰值電壓，但當晶體管兩端的電壓等于輸入電壓時，晶體管就會關斷。因此，晶體管的承受的電壓應力為輸入電壓Uin。

單管正激電路的優點被雙管正激電路延續，但是省去了復位繞組，同時由兩個晶體管共同承擔輸入側的電壓。雙管正激電路的優點是，開關管的電壓應力更低且更容易選型，能夠選擇耐壓值更低的開關管。所提出的雙管正激SWISS整流器等效電路如圖6所示。

圖6 所提出的雙管正激SWISS整流器等效電路

當晶體管Sp和Sn同時開通時，共同承擔輸入側的電壓Uin，并施加到變壓器原邊，每個晶體管所承受的電壓應力僅為輸入電壓的一半。當兩個晶體管同時關斷時，二極管Dp和Dn導通進行鉗位，變壓器原邊繞組下端電荷積累，電壓升高，被二極管Dp鉗位到輸入電壓Uin。繞組上端的電荷被抽走，電位下降，因此被二極管Dn鉗位到地，此時變壓器原邊繞組承受反壓并將變壓器磁芯內的磁化能量反饋到輸入端，這就是雙管正激SWISS整流器不需要添加額外磁復位繞組的原因。因此，每個開關管的電壓應力減小為單管正激SWISS整流器開關管電壓應力的一半，即Uin/2。

變壓器副邊高頻二極管的電壓應力等于低頻器件中的電壓應力乘以變壓器的匝數比，由公式(6)和(7)給出：

(6)

(7)

雙管正激輸出電路的變壓器在復位時，加在變壓器原邊的電壓幅值與正向能量傳遞時加在變壓器原邊的電壓幅值相等、方向相反，勵磁電感貯存能量的回饋時間等于正向能量傳遞的時間，所以雙管正激電路的最大導通時間為開關周期的50%。為可靠起見，導通占空比應小于50%，否則變壓器不能可靠復位，將導致變壓器的勵磁電感飽和，最終損壞電路中的電力電子器件。

2 抑制電流振蕩的兩級濾波器

圖7為雙管正激SWISS整流器LC濾波器的單相諧振電路。其中，Lf為濾波電感，Cf為濾波電容，us為電網側輸入相電壓，ui為雙管正激SWISS整流器輸入電壓，is為輸入相電流的基波，RLd為濾波電感自帶電阻，ii是雙管正激SWISS整流器的輸入相電流的基波。LC濾波器的諧振頻率可表示為公式(8)：

(8)

圖7 LC濾波器的單相諧振電路

圖8是LC濾波器忽略濾波電感自帶電阻RLd后的單相等效結構圖，該等效結構圖的傳遞函數可表示為公式(9)：

(9)

圖8 忽略濾波電感自帶電阻的單相諧振等效結構

根據文獻[2]中SWISS整流器的設計與實現原則，本文設計的雙管正激SWISS整流器中LC濾波電路的濾波電容選取為5.8 μF，濾波電感選取為650 μH，經過公式(8)計算得出LC濾波器的共振頻率為2 592 Hz。根據傳遞函數可以畫出LC濾波器的伯德圖，如圖9所示，可以看出，在2 592 Hz處存在一個諧振峰，最大幅值為240 dB，這使得輸入側電網電流產生振蕩。

圖9 LC濾波器傳遞函數的伯德圖

為了保證電流質量，必須采取相關措施抑制諧波。目前，主要控制方法可以分為兩類，一類是利用控制算法產生虛擬電阻的主動阻尼控制方法，另一類是通過增加額外無源元件的無源阻尼控制方法[20]。采用有源阻尼控制方法需要使用額外的電壓或電流傳感器并重新設計控制算法，增加了傳感器數量和控制算法的復雜度。因此，本文選擇無源阻尼方法進行諧波抑制。

在LC濾波器上并聯或者串聯阻抗可以有效減小振蕩，僅接入一個阻抗時，有4種不同的連接方式，如圖10(a)所示。阻抗可以僅為一個電阻，或者為電阻和電感、電容的組合，如圖10(b)、(c)、(d)所示。

(a)阻抗的4種連接方式

(b)電阻與電感并聯

(c)電阻與電感串聯

(d)電阻與電容串聯

L//R-C型濾波器是在LC濾波器的濾波電感上并聯一個電阻，阻尼效果好，但額外增加的電阻較大，會產生較高的附加損耗。RLC型濾波器是在濾波電容上串聯一個電阻，附加損耗較高。L-CCR型濾波器是在濾波電容上并聯圖10(d)所示的阻抗，穩態紋波較大，低功率工作時功率因數較差。LLR-C Ⅱ型濾波器是在濾波電感上串聯圖10(b)所示的阻抗，兩個電感上的電流幾乎一樣大，電感體積均較大，所以成本有所增加，這使得設計過程更加復雜。因此，在濾波電感上并聯圖10(c)所示阻抗的LLR-CⅠ型濾波器有明顯結構優勢，但LLR-C Ⅰ型濾波器的高頻衰減有所降低。

本文設計了一種兩級濾波器，抑制諧波峰，減小輸入側電網電流的振蕩。其中整流器輸入端為L1、C1、Ld和Rd構成的LLR-CⅠ型濾波器，稱為“第一級”；電網側輸入端為L2和C2構成的LC濾波器，稱為“第二級”。利用LC濾波器補償LLR-CⅠ型濾波器的高頻性能，如圖11所示。

圖11 兩級濾波器

根據濾波器的電路結構，通過阻抗的組合計算，可以得出該電路的傳遞函數：

(10)

所提出的濾波器詳細參數見表2，圖12為對應的伯德圖?？梢钥闯觯C振幅值減小到5.1 dB，并且在高頻段會加快衰減。

表2 所提出的濾波器詳細參數

圖12 兩級濾波器傳遞函數的伯德圖

在兩級濾波器的“第一級”引入了并聯電阻Rd，必然會帶來損耗[21]，該損耗值可由公式(11)計算得出：

(11)

式中：I為濾波器輸入基頻下ω1的電流；nd為阻尼電感與濾波電感的比值；R0是濾波器特性阻抗；Rd/R0是并聯阻尼；f0是無阻尼濾波器諧振頻率，ω0=2πf0。

具體計算由公式(12)—(15)給出：

nd=Ld/L1

(12)

(13)

(14)

(15)

3 雙管正激SWISS整流器控制方案

方案包括兩個部分：一是數字PLL提供同步角度θ，從而提供電網的扇區；二是使用調制器模塊來確定高頻晶體管的占空比，從而控制電路的輸出電壓和電流，如圖13所示。

圖13 雙管正激SWISS整流器的控制方案

圖14為數字PLL控制的框圖。首先測量輸入三相線間電壓并將其饋送到PLL中，然后將三相線間電壓轉換為d和q坐標，最后使用0作為參考值的PI調節器來控制q分量，輸出θ的值，并將該值反饋到dq變換模塊。根據θ的值將電網劃分為不同的扇區，控制雙向開關的開通和關斷。

圖14 數字PLL控制框圖

調制器模塊由兩個級聯的反饋控制回路組成，其中內環為電流環，控制電感電流，外環為電壓環，調節輸出電壓，如圖15所示。

圖15 調制器模塊框圖

其中，Cuout(s)為電壓控制器，CiL(s)為電流調節器。控制方案使用iL和uout作為反饋信號，并且不需要測量任何交流信號。反饋回路將正二極管橋輸出電壓和負二極管橋輸出電壓，以及系統輸出電壓參考值uref定義的歸一化調制函數添加到直流電流控制器，以便直接生成輸入電流形成電壓u。

4 仿真結果分析

為了驗證上述理論分析，在仿真軟件中搭建了5 kW雙管正激SWISS整流器模型，詳細的仿真參數見表3。首先對雙管正激SWISS整流器性能進行分析，如負載變化分析、電壓應力分析；然后對雙管正激SWISS整流器工作在無濾波器、LC濾波器和兩級濾波器情況下進行相關分析。

表3 雙管正激SWISS整流器仿真參數

為了驗證所提出的雙管正激SWISS整流器的性能，在直流母線電壓參考值為450 V時，對負載突增或負載突減的情況進行分析，如圖16所示。為了方便分析，此處僅選取A相，紅色波形為A相的輸入電壓，藍色波形為A相輸入側電流，紫色波形為輸出電壓，綠色波形為輸出側電感電流。

圖16 負載突增或負載突減時雙管正激SWISS整流器工作波形

從圖16可以看出，剛啟動時，雙管正激SWISS整流器會在10 ms的時間內達到穩定狀態。在0.1 s時，負載階躍為原來的2倍，A相輸入側電流能夠平穩轉換，輸出側電感電流能夠在2 ms內達到穩定狀態，輸出電壓的波動僅1.5 V。在0.2 s時，負載階躍為原值，A相輸入側電流波動較小，輸出側電感電流能夠在2 ms內迅速穩定，輸出電壓波形僅有5 V左右的波動，說明系統具有較好的輸出性能和良好的抗干擾能力。

圖17(a)顯示的是單管正激SWISS整流器開關管的電壓應力，可以看出，高頻晶體管Q的最大電壓應力為467 V。而從圖17(b)中可以看出，雙管正激SWISS整流器的開關管Sp和Sn的電壓應力為234 V，僅為單管正激SWISS整流器開關管電壓應力的一半。

(a)單管正激SWISS整流器晶體管Q的電壓應力

(b)雙管正激SWISS整流器高頻晶體管Sp和Sn的電壓應力

圖18顯示的是雙管正激SWISS整流器未加入濾波器時A相輸入側電流波形及快速傅里葉變換(fast Fourier transform，FFT)分析，可以看出，波形有明顯振蕩，諧波含量非常高，達到35.95%。圖19為加入LC濾波器后雙管正激SWISS整流器的A相輸入側電流波形及FFT分析，結果表明，在加入LC濾波器后，電流諧波得到明顯抑制，諧波含量降低到了6.04%，諧振頻率分量衰減較大。圖20為加入兩級濾波器后A相輸入側電流波形及FFT分析，諧波含量進一步降低到3.65%，符合相關技術標準。仿真結果表明，兩級濾波器抑制電流振蕩效果較好，輸入電流質量有所提高。

(a)輸入側電流波形

(b)FFT分析

(a)A相輸入側電流波形

(b)FFT分析

(a)A相輸入側電流波形

(b)FFT分析

5 結語

本文提出了一種雙管正激SWISS整流器拓撲并設計了一種兩級濾波器，彌補了單管正激SWISS整流器高頻開關管電壓應力大、移相全橋SWISS整流器有直通風險的不足，改善了輸入側電流質量。理論推導和仿真結果表明，所提雙管正激SWISS整流器每個高頻開關管的電壓應力減小到單管正激SWISS整流器高頻開關管電壓應力的一半；所提出的兩級濾波器將輸入側電流諧波含量降低到3.65%，有效抑制了電流諧振。并且，當負載突增或突減時，能夠快速、平穩轉換，整個系統的性能良好，抗干擾能力較強。