移動(dòng)式V2N裝置雙向AC-DC電源拓?fù)浼捌湔{(diào)制技術(shù)研究

邱文輝，瞿耀輝，粟梅，李金亮，萬代，許國

(1．中南大學(xué)自動(dòng)化學(xué)院，湖南 長沙 410083；2．國網(wǎng)湖南省電力有限公司電力科學(xué)研究院，湖南 長沙 410208)

0 引言

隨著碳達(dá)峰、碳中和發(fā)展戰(zhàn)略的全面推進(jìn)，我國加速構(gòu)建以新能源為主體的新型電力系統(tǒng)，逐步提高光伏、風(fēng)能等新能源在我國能源結(jié)構(gòu)中的占比[1-3]。截至2023年上半年，我國新能源累積裝機(jī)總?cè)萘砍^了13億kW，約占能源裝機(jī)總?cè)萘?9%，實(shí)現(xiàn)了對(duì)煤電裝機(jī)容量的首次超越。但是，新能源快速發(fā)展的過程中也存在著亟待解決的問題，其間歇性與波動(dòng)性給新型電力系統(tǒng)的可靠供電帶來了巨大挑戰(zhàn)[4-6]。利用車輛到網(wǎng)絡(luò)(vehicle-to-network，V2N)技術(shù)將電動(dòng)汽車電池作為移動(dòng)儲(chǔ)能單元，依靠靈活性實(shí)現(xiàn)新能源入網(wǎng)的削峰填谷，完成電網(wǎng)輔助調(diào)壓、調(diào)頻的主動(dòng)支撐功能，從而保證電力系統(tǒng)的可靠運(yùn)行[7-10]。

雙向AC-DC變換器作為V2N技術(shù)的核心裝備，承擔(dān)著儲(chǔ)能電池與電網(wǎng)之間的功率傳遞職責(zé)。依據(jù)功率變換級(jí)數(shù)，可將V2N裝置劃分為單級(jí)式結(jié)構(gòu)與兩級(jí)式結(jié)構(gòu)。單級(jí)式拓?fù)潆m然器件數(shù)量少、結(jié)構(gòu)簡單，但控制復(fù)雜、電池側(cè)存在二次諧波問題，并且需要大容值的電容來保證直流電壓的穩(wěn)定[11-12]。兩級(jí)式拓?fù)淇梢苑謩e對(duì)前級(jí)AC-DC單元與后級(jí)DC-DC單元進(jìn)行設(shè)計(jì)，解決電池側(cè)二次諧波、調(diào)壓范圍窄等問題，因此兩級(jí)式拓?fù)涫荲2N裝置的主流結(jié)構(gòu)[13-15]。全橋結(jié)構(gòu)雙向AC-DC拓?fù)湟蚪Y(jié)構(gòu)簡單、技術(shù)成熟，被廣泛采用于前級(jí)AC-DC中。所以，V2N裝置主要技術(shù)難點(diǎn)在于后級(jí)DC-DC拓?fù)渑c控制。

非隔離型雙向DC-DC拓?fù)潆m然器件數(shù)量少、控制簡單，但傳輸功率有限，且非隔離特性帶來的安全隱患限制了它在V2N裝置的應(yīng)用。隔離型雙向DC-DC拓?fù)渲饕譃閮深悾弘p有源橋(dual active bridge，DAB)變換器與LLC諧振變換器。針對(duì)LLC諧振變換器在雙向功率傳輸時(shí)存在原副邊驅(qū)動(dòng)邏輯需要切換的缺陷，文獻(xiàn)[16]提出了雙向CLLC諧振變換器，對(duì)稱的電路結(jié)構(gòu)易于實(shí)現(xiàn)雙向自然功率傳輸，但諧振器件數(shù)量多、帶來了額外損耗的缺點(diǎn)。由于自然雙向功率流的優(yōu)勢，文獻(xiàn)[17]將DAB變換器作為V2N裝置的DC-DC級(jí)拓?fù)洹?yīng)用最為廣泛的傳統(tǒng)移相(sigle phase shift，SPS)控制，在寬電壓范圍工作時(shí)會(huì)存在零電壓開關(guān)(zero voltage switch，ZVS)丟失及無功環(huán)流增大問題[18-19]。拓展移相(EPS)控制通過引入額外控制自由度來改善DAB變換器性能[20-21]，但由于開關(guān)管寄生電容的影響，依舊無法實(shí)現(xiàn)全負(fù)載范圍ZVS。并且，在寬電壓運(yùn)行范圍內(nèi)，變換器運(yùn)行工況點(diǎn)偏離單位增益點(diǎn)越遠(yuǎn)，EPS控制的橋內(nèi)移相角帶來的無功環(huán)流越大。這都會(huì)導(dǎo)致裝置整機(jī)的效率降低。

本文提出一種移動(dòng)式V2N裝置雙向AC-DC變換器拓?fù)浼捌湔{(diào)制技術(shù)，選用前級(jí)三相全橋AC-DC整流器加后級(jí)DAB變換器的兩級(jí)式拓?fù)浼軜?gòu)；通過添加額外的激磁電感來保證后級(jí)DAB變換器全部開關(guān)管的軟開關(guān)實(shí)現(xiàn)；并對(duì)傳統(tǒng)EPS控制進(jìn)行改進(jìn)，讓內(nèi)移相角不再只由單一側(cè)全橋產(chǎn)生；依據(jù)當(dāng)前電壓增益來確定內(nèi)移相角由原邊側(cè)產(chǎn)生還是由副邊側(cè)產(chǎn)生，進(jìn)而保證寬范圍下的高效率傳能。最后，對(duì)變換器參數(shù)進(jìn)行設(shè)計(jì)，通過搭建實(shí)驗(yàn)樣機(jī)完成所提理論方法的驗(yàn)證。

1 移動(dòng)式V2N裝置雙向AC-DC變 換器拓?fù)溥x擇與優(yōu)化調(diào)制分析

1.1 總體拓?fù)浞桨冈O(shè)計(jì)

雙向AC-DC變換器作為V2N裝置的核心部件，充當(dāng)著電網(wǎng)與電動(dòng)汽車之間的重要接口電路，實(shí)現(xiàn)車載電池與電網(wǎng)間的能量雙向流動(dòng)管理，總體拓?fù)浞桨溉鐖D1所示。

圖1 雙向AC-DC變換器總體拓?fù)浞桨?/p>

雙向AC-DC變換器采用兩級(jí)式級(jí)聯(lián)結(jié)構(gòu)，前級(jí)采用電壓空間矢量脈寬調(diào)制(space vector pulse width modulation，SVPWM)控制的三相全橋AC-DC整流器，后級(jí)采用EPS控制的DAB變換器。為了保證后級(jí)DC-DC變換器全部開關(guān)管的全負(fù)載范圍ZVS實(shí)現(xiàn)，添加激磁電感，通過注入激磁電流來塑造開關(guān)管的電流波形，從而滿足全負(fù)載范圍ZVS實(shí)現(xiàn)條件。

1.2 前級(jí)三相AC-DC變換器方案

SVPWM策略是通過不同的開關(guān)指令來合成復(fù)合平面上的電壓空間矢量，相較于正弦脈沖寬度調(diào)制(sinusoidal pulse width modulation，SPWM)策略，擁有更少的開關(guān)切換次數(shù)及更低的諧波含量等優(yōu)勢。為了保證功率雙向傳遞、功率因數(shù)、電流畸變率等技術(shù)指標(biāo)，采用三相全橋AC-DC整流器作為拓?fù)浞桨讣癝VPWM控制作為調(diào)制策略，為后級(jí)DC-DC變換器提供期望的直流母線電壓。

因?yàn)閭鹘y(tǒng)SVPWM調(diào)制技術(shù)成熟、可靠，已經(jīng)存在系統(tǒng)性介紹與工程實(shí)現(xiàn)方法，所以其詳細(xì)原理介紹及變換器模態(tài)分析不在此贅述。

1.3 后級(jí)隔離DC-DC變換器方案

DAB變換器存在自然雙向功率流、易于實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)等優(yōu)點(diǎn)。相較于SPS控制，EPS控制策略通過額外控制自由度可以拓寬ZVS范圍及優(yōu)化電流有效值等。所以，采用DAB變換器作為后級(jí)隔離DC-DC變換器拓?fù)洌捎肊PS控制作為調(diào)制策略。

為了便于分析，將圖1中的分立變壓器進(jìn)行等效，簡化后的等效雙向隔離DC-DC變換器如圖2所示。

為了保證變換器同時(shí)擁有寬電壓范圍輸出能力和高效率功率傳輸，本文提出一種原副邊輪替移相的改進(jìn)型EPS控制策略。不同于傳統(tǒng)EPS方法將內(nèi)移相角固定在原邊側(cè)或者副邊側(cè)，改進(jìn)型EPS控制方法會(huì)依據(jù)電壓增益來確定當(dāng)前內(nèi)移相角是由原邊側(cè)產(chǎn)生還是由副邊側(cè)產(chǎn)生，進(jìn)而可以保證寬運(yùn)行范圍內(nèi)的高效率傳能。然而，由于器件寄生的結(jié)電容影響，變換器存在硬開關(guān)工作區(qū)域。為了實(shí)現(xiàn)全負(fù)載范圍ZVS，通過添加激磁電感Lm來注入額外的激磁電流。

注入激磁電流后的改進(jìn)型EPS控制策略的工作波形如圖3所示。定義橋間移相角為Dφ，橋內(nèi)移相角為Dy，根據(jù)兩個(gè)移相角之間的關(guān)系可以將主要工作模式劃分為兩種。圖3(a)、(b)為原邊側(cè)全橋移相時(shí)EPS的兩種工作模式，圖3(c)、(d)為副邊側(cè)全橋移相時(shí)EPS的兩種工作模式。由于注入了額外的激磁電流im，原邊電流ik在副邊電流is基礎(chǔ)上發(fā)生變動(dòng)，保證了開關(guān)管的全負(fù)載范圍ZVS。

(a)原邊側(cè)橋內(nèi)移相的工作模式一

(b)原邊側(cè)橋內(nèi)移相的工作模式二

(c)副邊側(cè)橋內(nèi)移相的工作模式一

(d)副邊側(cè)橋內(nèi)移相的工作模式二

以圖3(a)中的運(yùn)行模式為例進(jìn)行模態(tài)分析。因?yàn)樨?fù)半周期與正半周期運(yùn)行模態(tài)是對(duì)稱的，所以只需要對(duì)正半周期進(jìn)行模態(tài)分析即可，等效電路如圖4所示。

(a)t0之前

(b)t0-t1

(c)t1-t2

(d)t2-t3

(e)t3-t4

(f)t4-t5

(g)t5-t6

階段1(t0時(shí)刻之前)：如圖4(a)所示，此時(shí)開關(guān)管S2、S3及S6、S7處于開通狀態(tài)，原邊側(cè)電流ik極性為負(fù)，滿足開關(guān)管S1的零電壓開通條件。

階段2(t0-t1)：如圖4(b)所示，在t0時(shí)刻，開關(guān)管S2關(guān)斷，開關(guān)管S1以ZVS狀態(tài)開通，uAB由-V1轉(zhuǎn)變?yōu)? V，uCD依舊保持為-V2，電流開始由負(fù)極性增加至正極性。

階段3(t1-t2)：如圖4(c)所示，在t1時(shí)刻，開關(guān)管S6與S7關(guān)斷，副邊電流is極性為正，能夠?qū)崿F(xiàn)開關(guān)管S5與S8的體二極管自然導(dǎo)通，即符合其ZVS開通條件。

階段4(t2-t3)：如圖4(d)所示，在t2時(shí)刻，開關(guān)管S5與S8實(shí)現(xiàn)了零電壓開通，uAB維持為-V1，uCD由-V2轉(zhuǎn)變?yōu)閂2，電流因此開始減小。原邊側(cè)電流極性轉(zhuǎn)變?yōu)樨?fù)，奠定開關(guān)管S4ZVS開通的基礎(chǔ)。

階段5(t3-t4)：如圖4(e)所示，在t3時(shí)刻，開關(guān)管S3關(guān)斷，負(fù)極性的原邊電流ik實(shí)現(xiàn)了開關(guān)管S4的體二極管自然導(dǎo)通。

階段6(t4-t5)：如圖4(f)所示，在t4時(shí)刻，開關(guān)管S4實(shí)現(xiàn)了零電壓開通，uAB由0 V轉(zhuǎn)變?yōu)閂1，uCD保持著V2，由于此時(shí)輸入電壓幅值高于折算到原邊側(cè)的輸出電壓幅值，所以電流開始增加，原邊電流極性由負(fù)極性轉(zhuǎn)變?yōu)檎龢O性。

階段7(t5-t6)：如圖4(g)所示，在t5時(shí)刻，開關(guān)管S1關(guān)斷，原邊電流ik電流極性為正，滿足開關(guān)管S2零電壓開通的實(shí)現(xiàn)條件。

2 移動(dòng)式V2N裝置雙向AC-DC電 源參數(shù)

移動(dòng)式V2N裝置雙向AC-DC電源基本參數(shù)見表1。

表1 移動(dòng)式V2N裝置雙向AC-DC電源 基本參數(shù)

2.1 前級(jí)三相AC-DC變換器主電路參數(shù)

2.1.1三相AC-DC變換器直流側(cè)電壓

三相AC-DC變換器直流側(cè)電壓udc與交流側(cè)的峰值電壓關(guān)系如下：

(1)

式中：Um為網(wǎng)側(cè)相電壓的峰值。

依據(jù)式(1)及電池側(cè)電壓等級(jí)的要求，將三相AC-DC變換器直流側(cè)電壓udc設(shè)計(jì)為700 V。

2.1.2三相AC-DC變換器濾波電感

依據(jù)穩(wěn)態(tài)下交流側(cè)濾波電感電壓和電流紋波的限制，可以推算出濾波電感的取值范圍，見式(2)，其中λ1為濾波電感電流系數(shù)，λ2為濾波電感電壓系數(shù)：

(2)

將相關(guān)參數(shù)帶入式(2)，取Us=220 V、udc=700 V、ω=2πf=314、P=20 kW，fs1=40 kHz，λ1=0.4，λ2=0.05，可得濾波電感的取值范圍為0.241 3 mH≤L≤1.155 0 mH。為了實(shí)現(xiàn)裝置的高功率密度，濾波電感值應(yīng)該盡可能小來保證磁件體積小。因此，三相AC-DC變換器濾波電感設(shè)計(jì)為250 μH。

2.1.3三相AC-DC變換器濾波電容

為保證變換器擁有優(yōu)良跟隨性能，同時(shí)還兼顧抗干擾能力，應(yīng)對(duì)濾波電容進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計(jì)，直流側(cè)濾波電容的取值范圍為：

(3)

式中：Δudc為直流電壓的誤差，要求Δudc≤35 V。

在負(fù)載電阻RL=24.5 Ω與上升時(shí)間tr=0.1 s的指標(biāo)需求下，可推算出濾波電容的取值范圍為583 μF

2.2 后級(jí)隔離DC-DC變換器主電路參數(shù)

2.2.1隔離DC-DC變換器變壓器匝比

當(dāng)電壓增益偏離單位增益時(shí)，DAB變換器環(huán)流增大，并且會(huì)丟失部分軟開關(guān)性能。為了保證寬電壓范圍下的高效率運(yùn)行，單位增益電壓Vgain應(yīng)滿足如下等式：

Vgain/V2max=V2min/Vgain

(4)

計(jì)算可得Vgain≈420 V。考慮磁芯體積及設(shè)計(jì)復(fù)雜度后，單個(gè)分立隔離變壓器匝比設(shè)計(jì)為Np∶Ns=8∶10。

2.2.2隔離DC-DC變換器漏感

隔離DC-DC變換器漏感主要保證變換器能夠輸出額定功率，設(shè)計(jì)如下：

(5)

式中：最大輸出功率設(shè)為Po_max=1.5PN，漏感設(shè)計(jì)為15 μH。

2.2.3隔離DC-DC變換器激磁電感

在考慮開關(guān)管結(jié)電容情況下，添加激磁電感來輔助全部開關(guān)管的全范圍ZVS的實(shí)現(xiàn)。激磁電感設(shè)計(jì)如下：

(6)

式中：k為變換器電壓增益比；Cs為開關(guān)管的結(jié)電容。

另外，過小的激磁電感來會(huì)帶來額外的損耗，導(dǎo)致整機(jī)效率降低，因此，在保證具有足夠能量實(shí)現(xiàn)開關(guān)管ZVS的前提下，同時(shí)考慮設(shè)計(jì)裕量的需求，隔離DC-DC變換器的激磁電感設(shè)計(jì)為250 μH。

3 移動(dòng)式V2N裝置雙向AC-DC電 源實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證與分析

根據(jù)拓?fù)渑c調(diào)制分析及參數(shù)，設(shè)計(jì)實(shí)驗(yàn)樣機(jī)如圖5所示。整機(jī)采用上下垂直堆疊結(jié)構(gòu)，置放了較重磁性元件的后級(jí)DC-DC變換器放在下層，前級(jí)AC-DC變換器放在上層。另外，為了保證高功率密度，開關(guān)管全采用SiC器件。最終整機(jī)尺寸為：高度88 mm、長度417 mm、寬度305 mm。

圖5 移動(dòng)式V2N裝置實(shí)驗(yàn)樣機(jī)

在室溫(25℃)條件下進(jìn)行了前級(jí)三相AC-DC變換器、后級(jí)隔離DC-DC變換器穩(wěn)態(tài)實(shí)驗(yàn)測試，以及后級(jí)隔離DC-DC變換器軟開關(guān)實(shí)驗(yàn)測試。

前級(jí)三相AC-DC變換器在輸入相電壓220 V、輸出直流電壓700 V、輸出功率4 000 W時(shí)的穩(wěn)態(tài)波形如圖6所示。其中Uab為A相、B相之間線電壓，Ib為B相電流，Vgs_b+為B相上管驅(qū)動(dòng)信號(hào)。

圖6 前級(jí)三相AC-DC變換器穩(wěn)態(tài)波形

后級(jí)隔離DC-DC變換器在輸入電壓700 V、輸出電壓420 V、輸出功率4 000 W時(shí)的穩(wěn)態(tài)波形如圖7所示。其中uab為原邊中性點(diǎn)電壓，ucd為副邊中性點(diǎn)電壓，ik為漏感電流，Vgs_S1為開關(guān)管S1的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。

圖7 后級(jí)隔離DC-DC變換器穩(wěn)態(tài)波形

后級(jí)隔離DC-DC變換器在輸入電壓700 V、輸出電壓600 V、輸出功率300 W時(shí)的軟開關(guān)波形如圖8所示。可以看出，在極輕負(fù)載下，開關(guān)S1/S2仍能實(shí)現(xiàn)ZVS。所以，激磁電流的注入保證了開關(guān)管ZVS的實(shí)現(xiàn)。

圖8 后級(jí)隔離DC-DC變換器ZVS波形

4 結(jié)語

隨著新能源接入電網(wǎng)的比例不斷提升，其間歇性與波動(dòng)性的特點(diǎn)給新型電力系統(tǒng)的可靠供電帶來了巨大挑戰(zhàn)。利用V2N技術(shù)通過電動(dòng)汽車儲(chǔ)能電池實(shí)現(xiàn)削峰填谷，是滿足新能源并網(wǎng)的主動(dòng)支撐應(yīng)用需求的手段之一。針對(duì)作為V2N技術(shù)核心裝備的雙向AC-DC電源，本文提出一種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及其調(diào)制方法；選用前級(jí)三相全橋AC-DC變換器加后級(jí)DAB變換器的兩級(jí)式結(jié)構(gòu)作為基本架構(gòu)，為了保證后級(jí)DAB變換器的全負(fù)載范圍ZVS實(shí)現(xiàn)，添加激磁電感來注入激磁電流；同時(shí)，提出原副邊輪替移相的改進(jìn)型EPS控制策略，保證寬運(yùn)行范圍內(nèi)的高效率傳能。最后，搭建了一臺(tái)20 kW的全SiC器件的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)測試，實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了所提方法的有效性。