一種三電平NPC 變換器中點電位平衡控制策略

蔣佳琛，一政

（1.天水電氣傳動研究所集團有限公司，甘肅 天水 741020；2.大型電氣傳動系統與裝備技術國家重點實驗室，甘肅 天水 741020）

隨著電力電子技術的發展，三電平NPC變換器因其獨特的拓撲結構，且具有輸出電壓正弦度好、諧波小等優點，廣泛應用于高電壓大功率交流調速、有源濾波、無功補償以及新能源等領域。但三電平NPC變換器研究的關鍵問題在于直流母線中點電壓的平衡控制［1］，此問題的存在嚴重影響了裝置的可靠性和穩定性。因此，對三電平NPC變換器直流側中點電壓平衡問題的研究具有十分重要的意義［2］。

本文以三電平NPC變換器為研究對象，重點研究調制模式對其中點電位的影響，確定了通過改變偏移量P的大小來改變三電平NPC變換器的調制模式，進而達到直流側中點電位平衡的方法。

1 直流側中點電位不平衡原因

三電平NPC變換器中點電位不平衡最直接的表現是直流側上、下電容的電壓不均衡。其實質是在一個周期內中點電流流入和流出不相等，中點電壓變化量不為零，即充放電電壓不相等，導致中點電壓不平衡。下面對直流側中點電位不平衡的原因進行具體分析。

（1）空間矢量調制法的影響。三電平NPC變換器共有27個空間矢量，這些矢量分為四類：零矢量、小矢量、中矢量、大矢量。零矢量和大矢量對中點電位沒有影響，小矢量和中矢量對直流側中點電位會產生影響，其帶來的影響與網側電流的現狀有關；而成對小矢量對直流側中點電位作用相反。傳統電壓矢量脈寬調制策略只要采用成對小矢量，就具有直流側電位自我調節的能力，但這種中點電位自我調節能力是受脈寬調制限制的。由于成對小矢量本身的作用時間很短，調整的力度會很小，所以自我調節的能力很弱。如果有不成對的小矢量使用，那么勢必會對中點電位產生影響，不同區域的累積，就會使得直流側中點電位的偏移很大。

（2）死區的影響。在三電平NPC變換器實際應用中，通常都需加入死區來避免橋臂直通、確保功率器件可靠換相，從而保證裝置可靠穩定工作。但由于死區的加入，使得原本成對的小一組矢量變成成對不等時或者不成對，導致直流側中點電位不平衡。

（3）由于工藝等原因，直流側兩個電容的參數不可能完全一樣。這種差異的存在也是直流側中點電位不平衡的一種原因。另外，直流側中點電位的偏移還受電容容量的影響，電容容量越大，在相同電流作用下其產生的偏移就會越小。

（4）負載類型的影響。三電平NPC變換器根據功能通常分為整流器和逆變器。作為整流裝置使用時，其負載多種多樣，分類標準不同，類型也不同。通常有線性負載或非線性負載，對稱負載或非對稱負載，阻性或者感性負載。負載的性質不同，對于直流側中點電位的影響程度也不同。比如，阻性負載對中點電位平衡的影響較小，感性負載對中點電位平衡的影響較大。作為逆變器使用時，若采用脈寬調制策略，這種策略也會造成直流側中點電位偏移現象。另外，直流側中點電位的偏移程度不僅和負載的種類有關，還受到負載功率等級大小的影響。

（5）成對的小矢量會使直流側中點電位具有自我調節的能力。在實際的閉環控制中，即使能夠保證成對的小矢量等時長使用，但也不能保證同一時刻使用。這種情況的存在也會使直流側中點電位不平衡，其帶來的影響程度與采用的閉環控制策略和控制參數有關。

在實際的裝置設備中，導致中點電位不平衡的原因還有很多。結合以上分析，把這些原因分為兩類：一類是由采用的脈寬調制策略本身決定的，另一類是由于負載導致的。因此，本文為了解決直流側中點電位不平衡問題，從脈寬調制策略入手，優化脈寬調制策略，采用閉環控制策略去調節直流側中點電位。

2 三電平NPC變換器的工作模式

脈寬調制技術（PWM）調制方式的選擇對變換器的工作性能是至關重要的。本文采用載波法，在三電平拓撲中，載波調制又分為單調制波雙載波和雙調制波單載波兩種調制方式［3］。前者較為常用，后者研究較少。本文基于雙調制波單載波的調制方式，主要分析調制方式的基本原理，通過偏移量和調制度的關系確定調制模式，從而分析不同調制模式下三電平NPC變換器的工作特性［4］。

2.1 雙調制波單載波的基本原理及調制模式

雙調制波單載波脈寬調制的控制方法是將傳統的正弦脈寬調制(SPWM)的每相1個調制波引入偏移量得到2個調制波，然后和一個三角波載波進行比較，產生脈沖調制信號，控制開關管的開通與關斷［5-6］。三相調制波與三角載波相交如圖1所示。

圖1 雙調制波單載波調制原理圖

三電平NPC變換器每相的1、3管與2、4管都是互補運行的，即控制1管的脈沖信號與3管相反，控制2管的脈沖信號與4管相反。因此，只需要得到每相1、2管的脈沖信號，分別取反后就是3、4管的脈沖信號。三電平NPC變換器雙調制波單載波調制方法框圖如圖2所示。

圖2 三電平NPC變換器雙調制波單載波調制原理框圖

圖中P為偏移量，Ur（r=a，b，c）為三相調制電壓，根據圖1可以得到兩組三相調制電壓為：

其中M為調制電壓的峰值，即調制度。采用三角載波，幅值設為1。通過比較第一組調制波Ur1與載波Uz的大小來控制1、3管，當Ur1>Uz時，1管開通，3關斷；否則1關斷，3開通。通過比較第二組調制波與載波Uz的大小來控制2、4管，原理與控制1、3管時相同。

根據調制原理，可以確定調制度M范圍為0

當P＝0時，為單極性模式；

當P不等于0時結合仿真波形圖3，此時調制波Ua1的峰值等于載波峰值時，開始出現從部分雙極性到雙極性的過渡。如ua1的峰值等于-M+P,載波的幅值固定為1，進行如下推導：

圖3 雙調制波與載波相交示意圖以及A相電壓Uan

-M+P<0時，在圖3中，便無法產生對應時刻正跳變，處于部分雙極性模式，此時P

反之，P>M時，能夠產生正跳變，如果這一時刻能夠產生正跳變，那么在同一周期內，其他時刻必然能夠產生正跳變，因此處于雙極性模式。

以上分析，只列舉了一組調制波其中的一相，由于每組調制波三相的幅值相同，另外兩相情況一樣。綜合以上分析，得到三電平NPC變換器調制模式與偏移量P、調制度M的關系曲線，如圖4所示。

圖4 調制模式隨偏移量P與調制度M大小關系變化曲線

3 直流側中點電位平衡控制方法

3.1 三電平NPC變換器閉環控制

本文基于DQ變換實現對三電平NPC變換器的閉環控制。閉環控制框圖如圖5所示。

圖5 三電平NPC變換器中點電位平衡控制框圖

具體實現方案如下：首先將交流側三相電壓電流量從三相靜止坐標系變換到兩相靜止坐標系，再變換到兩相旋轉坐標系，得到的電壓電流量都為直流量，便于進行精確控制［7-8］。通過以上坐標變換，可以得到直流反饋量id、iq，讓id跟蹤輸出的電流信號，讓iq趨近于0，消除電流中的無功分量，提高功率因數，這樣就構成電流環，采用PI調節器進行調節。最后，將經過電流環輸出的兩個電壓量進行DQ反變換，得到三相正弦量，并將幅值限制在1以內。結合前面所介紹的三電平NPC變換器雙調制波單載波的脈寬調制策略，對上述得到的三相正弦量引入偏移量P，這樣就得到兩組調制波，再和載波進行比較，產生脈沖信號。

3.2 直流側中點電位平衡控制

在閉環控制的基礎上，實現對直流側中點電位平衡控制［9］。根據上文中調制模式的分析，可知偏移量P和調制度M的大小關系影響調制模式。在閉環控制系統中，調制度M是網側三相交流量通過DQ變換得到的直流量與給定量作差，經PI調節器后再經過DQ反變換得到的三相正弦量的峰值，其大小是通過上述計算所得，因此不能通過調節M去實現對直流側中點電位的平衡控制。因此，可以通過改變偏移量P的大小來改變變換器的調制模式，從而達到直流側中點電位平衡控制這一目標［10-11］。

由于在同一調制度下，單極性模式下直流側兩電容電壓差的波動范圍較大，中點電位平衡控制能力較弱。在部分雙極性模式下，當M不變時，隨著P的增大，直流側波動減小，平衡度變好，網側電流畸變減小。但缺點是開關器件的開關次數在增加，帶來的開關損耗也因此增大。在雙極性模式下，在同一調制度下，隨著偏移量P的增大，直流側平衡度隨之變好，網側電流畸變增加，同理，開關器件的開關損耗也會增加。在實際的閉環控制中，直流側中點電位的平衡度、網側電流的畸變以及開關器件的開關損耗需要綜合考慮，盡量使得調制模式處于部分雙極性或者雙極性模式下。

4 系統仿真

主電路為并網逆變器，仿真電路如圖6所示。

圖6 主電路仿真模型圖

5 仿真結果及其分析

仿真參數為：網側線電壓380V，頻率50Hz，網側電阻為10Ω，電感為1.3mH，直流側上下兩個電容都為1500uF，載波頻率2000Hz。仿真結果如圖7所示。

圖7 仿真結果

通過仿真可以看出，三電平NPC變換器脈寬調制的三種調制模式會給直流側中點電位帶來不同的影響。綜合來看，雙極性模式下直流側中點電位平衡度較好，網側電流畸變也較小，但開關損耗比單極性模式和部分雙極性模式都大，在實際應用中，應該多方面綜合考慮。