基于OQAM-OFDM的通感一體化波形設計與處理方法

李雪婷,李小龍,李財品,鐘蘇川,季袁冬,李 彬*

(1. 四川大學 空天科學與工程學院, 四川 成都 610065) (2. 機器人衛星四川省重點實驗室, 四川 成都 610065) (3. 電子科技大學 信息與通信工程學院, 四川 成都 611731) (4. 中國空間技術研究院西安分院, 陜西 西安 710100)

0 引 言

隨著無線通信頻段向毫米波、太赫茲及可見光等更高頻段發展,同時,無線通信與無線感知在系統設計、信號處理以及數據處理等方面具有越來越多的相似性,使用同一套設備或共享部分設備實現通感一體化,是未來發展的必然趨勢[1-2]。通感一體化技術的發展過程主要可分為業務共存階段、能力互助階段和網絡互惠階段[3]。

(1) 業務共存階段是指通信系統與感知系統在硬件上可實現共用,并且可以通過時分方式或者頻分方式來提高硬件的利用率,減小系統整體體積,降低系統成本。但此階段通信模塊、感知模塊仍然存在相互制約、資源利用率低的問題。

(2) 能力互助階段是指通信系統、感知系統在硬件上可實現共用,且在波形設計、信號接收、信號處理等方面也可以實現一體化設計。此時,通信系統、感知系統進一步融合,實現信息共享、頻譜復用。

(3) 網絡互惠階段是指在通信系統、感知系統融合的基礎之上,進一步地提升一體化波形融合設計、消除系統干擾,最終實現通感一體化通信性能、感知性能協同提升。

迄今為止,現存的通感一體化波形可分為以下三種形式:(1)獨立產生雷達信號與通信信號,通過將這兩種信號疊加來獲得共享信號[4];(2)先產生雷達信號,然后將通信信息調制到雷達信號上,以此獲得共享信號[5];(3)先產生通信信號,然后基于通信信號實現雷達功能[6]。

在眾多的通感一體化波形中,正交頻分復用(OFDM)波形由于其頻譜利用率高、可以有效抵抗多徑效應、子載波調制方式靈活、易于實現等優點被廣泛應用于通感一體化波形設計中。然而,傳統的OFDM通感一體化波形存在一些制約通感一體化性能的缺點因素例如,被廣泛應用的循環前綴正交頻分復用(CP-OFDM)波形,由于其采用循環前綴(CP),可以有效加強抗多徑干擾性能,但也因此降低了能量利用率,及易引起雷達探測虛假目標[7-9]。

針對上述問題,文獻[10]提出了一種基于OFDM-chirp的雷達通信一體化波形設計與處理方法,通過使用空白保護間隔替代循環前綴CP,可以有效抵抗多徑效應,同時避免了由于循環前綴引入的虛假目標,且防止載波間干擾和符號間干擾。盡管該方法通過使用空白保護間隔代替了循環前綴CP,提高了頻譜利用率,但從時間資源上來看,空白保護間隔的傳輸仍然占用了一定的時間資源,且相較于CP-OFDM,其距離旁瓣抑制性能有所下降。

因此,本文提出了一種基于偏移正交幅度調制-正交頻分復用(OQAM-OFDM)的通感一體化波形設計方法,該方法無需使用循環前綴就可以有效抵抗多徑干擾,由于不需添加循環前綴,因此避免了雷達探測過程中出現的虛假目標,在提高能量使用率的同時提高了頻譜利用率。與此同時,OQAM-OFDM還具有頻譜帶外泄露低、多普勒頻移包容性高易于檢測運動目標的優點。其次,為了進一步提升通感一體化系統整體性能,本文以最大化雷達脈沖壓縮輸出信噪比、通信解調輸出信噪比為目標函數,建立一種基于Pareto多目標優化的OQAM-OFDM子載波權重系數優化方法,通過優化設計OQAM-OFDM子載波權重系數,協同提高通感一體化系統的通信信噪比和雷達信噪比,從而提升通感一體化系統整體性能。

1 信號模型

通感一體化系統通常包括通感一體化基站、雷達探測目標、通信用戶以及相應的信息通信信道和傳輸鏈路,其系統示意圖如圖1所示。通感一體化系統通過共用一套硬件設備及共用波形,利用通感一體化基站與目標和用戶間的信號傳遞與處理,同時完成目標探測與用戶通信的目的。在本文中,我們考慮使用OQAM-OFDM波形[11-14],它具有一般OFDM[15-17]波形的優點,同時具有以下特點:(1)OQAM-OFDM波形將復數據的實部與虛部分開發射且實數部分與虛數部分相互間隔,利用虛數與實數之間的正交性解決相鄰子載波間的干擾,故而其對各子載波間正交性要求較低;(2)OQAM-OFDM波形通常采用原型濾波器,具有更低的頻域旁瓣,對多普勒頻移具有更低的敏感性;(3)由于其不需使用循環前綴即可有效抵抗多徑干擾,提高了能量利用率和頻譜使用效率。圖2分別給出了一般的OFDM波形、CP-OFDM波形、添加空白保護間隔的OFDM波形、以及OQAM-OFDM波形的抗碼間串擾原理圖。

圖1 通感一體化系統示意圖Fig.1 Schematic diagram of radar-communication integrated system

圖2 不同一體化波形抗符號間干擾原理圖Fig.2 Schematic diagram of anti symbol interference for different integrated waveform

假設OQAM-OFDM信號的子載波個數為K,傳送的符號數為2M,采用二元相移鍵控調制方法(BPSK),那么發射機發射的OQAM-OFDM通感一體化信號可以寫為

i=0,1,…,L,-1

(1)

式中:h(·)表示發射端的原型濾波器;αk為OQAM-OFDM各子載波的權重系數;相位φk,m可以表示為

(2)

式中:θk,m′(m′=0,1,…,M-1)為OQAM-OFDM信號攜帶的通信信息。由于OQAM-OFDM信號通過相鄰信號間隔發射數據的實部和虛部,以此完成完整數據的發射,完整數據可以表示為

ck,m′=cosθk,m′+jsinθk,m′

(3)

(4)

(5)

從通信系統來看,假設無線信道為多徑衰落信道,信道噪聲信息已知。那么,通感一體化基站接收到的信號可看作是通信系統傳輸信號與信道響應間的卷積,可以表示為

(6)

(7)

2 OQAM-OFDM通感一體化波形設計方法

通感一體化基站接收到傳遞來的信號后,通過通信解調恢復出信源信息,從而完成通信功能;通過雷達脈沖壓縮,估計出目標參數,從而完成目標探測功能。其中,基于OQAM-OFDM波形的通信系統通常采用的頻域信道估計方法是采用如圖3所示的導頻序列完成的,其中a0、a2是元素均為0的列向量,用于抵抗符號間干擾,向量a1用于完成信道估計[18]。

圖3 OQAM-OFDM一體化波形導頻序列Fig.3 Pilot sequence of OQAM-OFDM integrated waveform

下面分別就基于OQAM-OFDM通感一體化波形的通信解調和雷達脈沖壓縮信號處理過程進行進一步介紹,同時給出基于Pareto多目標優化的OQAM-OFDM子載波權重系數優化的通感一體化波形優化設計方法。

2.1 基于OQAM-OFDM的通感一體化波形通信解調處理

通感一體化基站獲得傳遞來的信息后,為了恢復出信源信息,首先將信號進行通信解調,這里考慮采用二進制相移鍵控(BPSK)解調方法,考慮對式(6)信號解調后的信號表示為

(8)

式中:yk,m表示通過接收端信號處理對通信系統第k個子載波、第m個符號的估計值。將式(6)帶入式(8)可得式(9)。

(9)

(10)

將式(8)簡寫為

(11)

(12)

(13)

(14)

根據式(11),可以得到

(15)

那么,發射復信息的估計可以由式(16)獲得。而每個子載波的輸出SNR如式(17)所示。

m′=0,1,…,M-1

(16)

(17)

由于ck,m′與OQAM-OFDM通感一體化波形的子載波權重系數αk相關,可以通過合理設計優化子載波權重系數αk來調節通信系統的信號解調輸出信噪比。

2.2 基于OQAM-OFDM通感一體化波形雷達脈沖壓縮處理

根據式(4),將雷達接收信號簡化為如下形式

r=Sh+w

(18)

(19)

(20)

其中,(SHS)-1SHw表示噪聲項,雷達脈沖壓縮后的噪聲期望為

E[(SHS)-1SHw]=(SHS)-1SHE[w]=0

(21)

噪聲協方差為

C=E[((SHS)-1SHw)((SHS)-1SHw)H]-

[(SHS)-1SHw](E[((SHS)-1SHw)H])=

(SHS)-1SHE[wwH]S((SHS)-1)H=

(22)

因此,第r個距離單元的輸出信噪比(SNR)可以表示為

(23)

2.3 基于Pareto多目標優化的OQAM-OFDM子載波權重系數優化方法

Pareto多目標優化問題的目標函數可以寫為

(24)

為了求解上述多目標優化問題,本文采用多目標粒子群(MOPSO)算法對多目標函數進行尋優。粒子群算法流程圖如圖4所示。

假設MOPSO算法使用N個粒子進行搜索,則粒子群算法從每個粒子的初始位置開始尋優搜索,每個粒子的位置代表OQAM-OFDM波形各子載波權重系數的一種情況。N個粒子根據式(25)和式(26)進行更新迭代。

vs(i+1)=ω(i)·vs(i)+c1·r1·(ps(i)-ηs(i))+

c2·r2·(pg(i)-ηs(i))

(25)

ηs(i+1)=ηs(i)+vs(i+1)

(26)

式中:vs表示該粒子當前速度,粒子在搜索中,搜索到粒子個體最優位置ps以及所有粒子搜索到的全局最優位置pg來調整自己的速度;w(i)是一個隨時間變化的折疊因子;c1、c2為學習因子,是正常數(通常設置為2);r1和r2是隨機數(取值區間為「0,1?)。然后,所有粒子通過式(27)和式(28)進行個體最優與全局最優間更新。

(27)

(28)

通過MOPSO算法對上述Pareto多目標優化問題的求解,可以獲得一系列的OQAM-OFDM各子載波權重系數的非支配解,從而得到不同應用場景下的最優和,以協同提高通感一體化整體性能。

3 仿真實驗

為了驗證OQAM-OFDM通感一體化波形在雷達脈沖壓縮距離旁瓣抑制、以及多普勒頻偏敏感性方面的性能,本節將OQAM-OFDM通感一體化波形與CP-OFDM一體化波形、以及以空白保護間隔為前綴的OFDM一體化波形進行對比,通過仿真實驗驗證三種一體化波形在距離旁瓣抑制、多普勒頻偏包容性方面的性能。

同時,為了驗證本文所提的基于Pareto多目標優化的OQAM-OFDM子載波權重系數優化算法對通感一體化性能提升的影響和作用,同樣以OQAM-OFDM一體化波形、CP-OFDM一體化波形、以及以空白保護間隔為前綴的OFDM一體化波形進行對比,并以通信誤碼率、吞吐率和雷達脈沖壓縮輸出積分旁瓣比(ISLR)、峰值旁瓣比(PSLR)為對比性能指標,驗證基于Pareto多目標優化的OQAM-OFDM子載波權重系數優化算法對通感一體化性能的改善效果。

3.1 距離旁瓣抑制及多普勒頻偏敏感性對比分析

在本小節中,考慮對比OQAM-OFDM一體化波形、CP-OFDM一體化波形、以及以空白保護間隔為前綴的OFDM一體化波形在雷達脈沖壓縮距離旁瓣抑制和多普勒頻偏包容性方面的對比和分析。本小節仿真參數設置如表1所示。

表1 仿真參數設置Tab.1 Simulation parameter settings

從圖5可以看出,不同接收機輸入信噪比(SNR=-20 dB、SNR=0 dB、SNR=20 dB)對三種通感一體化波形的距離旁瓣抑制效果影響不大,但隨著OFDM子載波數目增多,OQAM-OFDM一體化波形及以空白保護間隔為前綴的OFDM一體化波形的距離旁瓣抑制性能逐漸趨優,且與CP-OFDM一體化波形的距離旁瓣抑制性能的差距逐漸變小。當子載波數目由N=5 120增大到N=12 800時,OQAM-OFDM一體化波形的距離旁瓣抑制性能與CP-OFDM一體化波形的距離旁瓣抑制性能由相差縮小到相差左右,而此時以空白保護間隔為前綴的一體化波形與CP-OFDM一體化波形的距離旁瓣抑制性能由相差縮小到相差左右。在此過程中,OQAM-OFDM一體化波形的距離旁瓣抑制性能始終優于以空白保護間隔為前綴的一體化波形。

圖5 三種一體化波形在不同輸入信噪比及子載波數目下的雷達脈沖壓縮結果對比Fig.5 Comparison of radar pulse compression results under different SNR and subcarriers

同時,通過觀察圖5中的a)、b)、c)可以發現在子載波數目為N=5 120時,三種波形的距離旁瓣較主瓣幅度下降分別為約-65 dB、-85 dB、-100 dB,而在子載波數目增加到N=12 800時,三種波形的距離旁瓣進一步下降到約-75 dB、-95 dB、-100 dB。在現實目標檢測場景中,如果強目標的距離旁瓣較高,那么弱目標容易淹沒在強目標的高距離旁瓣中,出現微弱目標漏檢的情況。然而,現實情況下,強弱目標幅度相差50 dB或者更多的情況是較少出現的,因此,采用本文所對比的這三種一體化波形進行目標檢測,均不會出現微弱目標淹沒在強目標距離旁瓣中的情況。

圖6給出了不同接收機輸入信噪比SNR=-20 dB、SNR=0 dB、SNR=20 dB下,OQAM-OFDM一體化波形、CP-OFDM一體化波形、以空白保護間隔為前綴的OFDM一體化波形的多普勒偏移敏感度。我們以積分旁瓣比(ISLR)和峰值旁瓣比(PSLR)作為雷達脈沖壓縮性能評價指標,在不同多普勒偏移fd下的大小作為衡量三種一體化波形對多普勒偏移的敏感性。其中,Δf表示子載波間隔,PSLR和ISLR為

圖6 不同接收機輸入信噪比及不同子載波數目下的多普勒敏感性分析對比Fig.6 Comparison of Doppler sensitivity under different receiver input SNR and different subcarriers

(29)

(30)

式中:Φ表示旁瓣的集合;LΦ表示旁瓣的長度;Ψ表示主瓣的集合;LΨ表示主瓣的長度。

結果表明,在不同接收機輸入信噪比下(SNR=-20 dB、SNR=0 dB、SNR=20 dB),CP-OFDM一體化波形在較小多普勒相對偏移量fd/Δf<5%下,其PSLR及ISLR性能均優于OQAM-OFDM和以空白保護間隔為前綴的OFDM一體化波形。當多普勒偏移逐漸增大時,OQAM-OFDM一體化波形的PSLR、ISLR性能優于CP-OFDM一體化波形和以空白保護間隔為前綴的OFDM一體化波形。且隨著fd/Δf的不斷增大,優勢逐漸明顯,當fd/Δf≥65%時,CP-OFDM一體化波形及以空白保護間隔為前綴的OFDM一體化波形的ISLR和PSLR逐漸增大且呈現發散狀態,而OQAM-OFDM一體化波形的PSLR和ISLR呈收斂狀態。因此,通過仿真驗證可以發現,隨著多普勒偏移的不斷增大,OQAM-OFDM一體化波形表現出越來越好的多普勒頻偏包容性。

3.2 基于Pareto多目標優化的OQAM-OFDM子載波權重系數優化算法仿真分析

為了進一步提高通感一體化性能,本文提出了基于Pareto多目標優化的OQAM-OFDM子載波權重系數優化算法。如圖7所示,是通過粒子群算法求解出的Pareto多目標優化問題的非支配解集,解集中的每一個點都表示在當前狀態下所能得到的最優通信解調輸出SNR和最優雷達脈沖壓縮輸出SNR。

圖7 Pareto多目標優化非支配解集Fig.7 Pareto multi-objective non dominated solution set

γO(γ!)*(4N)!+γ2*O((γ-1)!)*(4N)!

(31)

16γO(γ!)*N2+16γ2*O((γ-1)!)*N2

(32)

It(3N+1 040γ2N2+16γO(γ!)*N+16γ2*

O((γ-1)!)*N2+7S+4NS)

(33)

It(3N+65γ2(4N)!+γO(γ!)*(4N)!γ2*

O((γ-1)!)*(4N)!+3S)

(34)

為了驗證基于Pareto多目標優化的OQAM-OFDM子載波權重系數優化算法對通感一體化性能的影響,我們取非支配解集中的一種情況(一組子載波加權系數dk,k=0,1,…,K-1),并對比此種情況下三種一體化波形的雷達性能與通信性能。我們采用雷達脈沖壓縮ISLR和PSLR作為雷達性能評價指標,采用通信誤碼率和吞吐率作為通信性能評價指標。

如圖8所示,由于OFDM子載波個數對雷達脈沖壓縮ISLR和PSLR影響較大,因此通過以OFDM子載波個數K與雷達脈沖壓縮距離單元個數R(常數)的比值為變量,對比OQAM-OFDM一體化波形、CP-OFDM一體化波形、以空白保護間隔為前綴的OFDM一體化波形在不同K/R下的ISLR和PSLR。結果表明,在不同K/R下,CP-OFDM一體化波形均具有較低的ISLR和PSLR,OQAM-OFDM一體化波形的ISLR、PSLR盡管略高于CP-OFDM一體化波形,但始終低于以空白保護間隔為前綴的OFDM一體化波形。且隨著K/R逐漸增大,OQAM-OFDM一體化波形和以空白保護間隔為前綴的OFMD一體化波形的PSLR及ISLR均逐漸收斂,此時以空白保護間隔為前綴的OFDM一體化波形ISLR和PSLR分別逐漸收斂于-57.71dB和-68.64 dB,OQAM-OFDM一體化波形的ISLR和PSLR分別逐漸收斂于-40.68 dB和-52.63 dB,CP-OFDM一體化波形的ISLR和PSLR分別逐漸收斂于-85.12 dB和-100 dB。盡管此時OQAM-OFDM一體化波形的PSLR及ISLR性能不是三者當中最優的,但根據圖5仿真結果所示,OQAM-OFDM一體化波形的雷達脈沖壓縮旁瓣抑制效果仍然可以保證微弱目標的有效探測。

圖8 不同子載波個數下的通感一體化波形雷達性能對比Fig.8 Radar performance comparison under different subcarrier numbers

如圖9所示,給出了在不同接收機輸入信噪比下的三種一體化波形通信誤碼率。結果表明,OQAM-OFDM一體化波形具有最低的誤碼率,其次是以空白保護間隔為前綴的OFDM一體化波形,而CP-OFDM一體化波形的通信誤碼率最高。因此,通過子載波權重系數優化,OQAM-OFDM可以獲得較優的通信誤碼率性能。

圖9 基于子載波權重系數優化的通信性能(誤碼率)對比Fig.9 Communication performance (bit error rate) comparison based on subcarrier weight coefficient optimization

如圖10所示,給出了在不同接收機輸入信噪比下的三種一體化波形通信吞吐率。結果表明,通過子載波權重系數優化,OQAM-OFDM一體化波形與以空白保護間隔為前綴的OFDM一體化波形具有幾乎相同的通信吞吐率,而CP-OFDM一體化波形的吞吐率與前兩者相比較低。

圖10 基于子載波權重系數優化的通信性能(吞哇率)對比Fig.10 Communication performance comparison (throughput) based on subcarrier weight coefficient optimization

當OQAM-OFDM一體化波形子載波數目逐漸增多時,其對波形通信性能的影響與一般OFDM通信波形相同,更多的子載波可以攜帶更多的通信信息,因此提高了通信吞吐量。但由于更多的子載波增加了符號間串擾,因此在提高通信吞吐率的同時也增大了通信誤碼率,這里便不再通過仿真結果進一步說明。

綜上,通過OFDM子載波權重系數優化,OQAM-OFDM一體化波形較其他兩種一體化波形具有更好的通信性能。OQAM-OFDM一體化波形雷達性能略低于CP-OFDM一體化波形(但仍可以保證微弱目標的有效檢測),而優于以空白保護間隔為前綴的OFDM一體化波形。

因此,在綜合考慮通感一體化波形抵抗多徑干擾、碼間串擾、避免雷達探測過程中出現虛假目標,以及感知性能、通信性能等多方面性能指標下,OQAM-OFDM一體化波形是較優的選擇。

4 結束語

針對CP-OFDM一體化波形存在系統能量利用率低、頻譜使用效率低、易形成虛假目標影響雷達性能等問題,本文提出了一種基于OQAM-OFDM的一體化波形設計方法,充分利用OQAM-OFDM一體化波形頻譜帶外泄露低、多普勒頻移包容性強等優點。同時,為了進一步提高通感一體化性能,本文提出了一種基于Pareto多目標優化的OQAM-OFDM子載波權重系數優化算法,通過優化設計OQAM-OFDM各子載波權重系數,提高通信解調輸出信噪比和雷達脈沖壓縮輸出信噪比,最終實現通感一體化整體性能提升。