用于5G 智能手機的高隔離度雙頻8 元MIMO 天線

姚 婷,楊雪霞,黃 濤

(上海大學通信與信息工程學院,上海 200444)

第五代移動通信(5G)已正式投入商用,其主要特征之一是信息的大容量和高速率傳輸[1]。作為5G 的關鍵技術之一,多輸入多輸出(MIMO)技術能夠在不增加頻譜資源的情況下提升天線系統的信道容量和數據傳輸速率[2-3]。然而,隨著終端設備向小型化發展,留給天線的空間越來越有限,而天線數量的增加需要單元緊密排列,由此引發的強互耦會影響MIMO 天線性能。另一方面,隨著5G 中3.4～3.6 GHz,4.8～5.0 GHz 頻譜資源的開放,要求5G 手機覆蓋雙頻/多頻,以減少終端內部天線個數。因此,需要MIMO 天線具有小尺寸、多頻段、高隔離度性能。

常用來實現終端天線多頻段的方法有耦合技術[4-6]、多枝節技術[7-8]和加載匹配電路[9]等。Li 等[4]設計了耦合饋電的T 型雙頻縫隙天線,并通過正交排布和增大單元間距將陣列隔離度提高至12 dB,但其單元間距過大,使得MIMO 陣列整體占用空間大。Sim 等[5]采用加載寄生枝節的方法設計了多頻天線,但MIMO 陣列的隔離度僅為10 dB。Hu 等[7]采用多枝節技術設計了雙頻倒F 天線,并通過加載中和線將MIMO 陣列的隔離度提高至12 dB,但其34 mm(0.39λL,λL為3.4 GHz 自由空間波長)的單元間距,使得天線陣列尺寸太大。Chen 等[9]采用加載匹配電路的方法設計了雙頻天線,在饋電端口處加載由電感和電容構成的帶阻電路后,增加了新的諧振頻點,但引入了額外的損耗,會影響天線的輻射效率。除了上述文獻中采用的去耦方法,終端MIMO 天線常用的去耦技術還包括蝕刻缺陷地[10]、采用正交模式[11]、加載寄生結構[12-13]及電磁帶隙結構[14]等,但上述文獻中的天線單元尺寸較大。

基于以上現狀,本文將倒F 型單極子和縫隙耦合環路枝節結合設計了一款雙頻8 元手機MIMO 天線,且通過在單元間蝕刻T 型缺陷地去耦結構,提高了8元MIMO 陣列的隔離度。同時天線效率高,包絡相關系數(ECC)低,對5G 智能手機MIMO 天線設計具有應用價值。

1 天線設計

1.1 天線結構及雙頻工作原理

所提出的雙頻8 元MIMO 天線陣列結構如圖1 所示。圖1(a)為MIMO 陣列整體排布,系統電路板的尺寸為150 mm×75 mm,其側邊框的高度為6 mm。邊框與電路板的材料均采用厚度為0.8 mm 的FR4 介質基板(εr=4.4,tanδ=0.002)。接地板位于電路板下表面,8 個天線單元印刷在側邊框內表面和電路板上表面,天線1～4 與天線5～8 關于電路板短邊中心對稱,其中天線1 和2、天線3 和4 分別呈鏡像對稱放置,相鄰單元間距為11.5 mm(0.13λL),在相鄰單元間蝕刻了T 型缺陷地去耦結構。

圖1 (a) 8 元MIMO 陣列排布;(b) 天線單元結構;(c) 去耦結構Fig.1 (a) The arrangement of the eight-element MIMO array;(b) The geometry of the antenna element;(c) The geometry of the decoupling structure

天線單元結構和具體尺寸如圖1(b)所示,每個單元均由一段50 Ω 微帶饋線、倒F 型單極子和縫隙耦合環路枝節組成。倒F 型單極子通過50 Ω 的微帶線直接饋電,縫隙耦合環印刷在倒F 單極子長枝節的正下方,并通過鄰近耦合饋電方式被激勵。倒F 型單極子在與地板平行的方向上延伸出一段長為s的調諧枝節,該枝節和地板之間會產生容性分量,與天線本身產生的感性分量相抵消,因此,調節該枝節長度能改善天線單元的阻抗匹配。利用仿真軟件HFSS 對本文所提出的天線進行仿真設計。

圖2 對比了不同調諧枝節長度(s=1.6～4.4 mm)的天線單元反射系數。當s較小時,天線僅在高頻處有一個諧振頻點,當s增加至2.8 mm,出現低頻諧振點,并且諧振頻率隨s的增大向低頻移動,諧振愈加明顯,低頻阻抗帶寬變寬。但隨著s增大至4.4 mm,諧振深度變淺,這是由于此時容性分量加載過多,導致低頻匹配變差。最終選擇調諧枝節s的長度為4 mm,此時,天線單元的高頻和低頻均能實現良好的阻抗匹配。由以上分析可知,倒F 型單極子的調諧枝節主要影響低頻諧振,對高頻諧振幾乎無影響。

為了清楚地解釋天線單元實現雙頻的工作原理,圖3 給出了天線單元在3.5 GHz 和4.9 GHz 時的表面電流分布。3.5 GHz 時,倒F 型單極子枝節被激勵,并通過鄰近耦合激勵起環路枝節的半波長模式,環路枝節使得單極子的諧振頻率向更低頻段移動,兩者共同作用使得天線在低頻產生諧振;4.9 GHz 時,激勵電流主要分布在耦合環路分枝上,天線產生高頻諧振。

圖3 不同頻率下天線單元的表面電流分布。(a) 3.5 GHz;(b) 4.9 GHzFig.3 The simulated surface current distributions of the antenna element at different frequencies.(a) 3.5 GHz;(b) 4.9 GHz

1.2 天線陣列排布方式及去耦設計

如圖1(a)所示,由于8 元MIMO 陣列天線5～8與天線1～4 關于電路板短邊中心對稱,下文中只對天線1～4 進行討論分析。

由上文可知,天線單元的激勵電流主要分布在縫隙環上。因此,若將單元1 和2、單元3 和4 分別鏡像對稱放置,且在鏡像對稱的兩單元間引入去耦結構,遏制由縫隙環枝節引起的耦合電流,即能夠實現高的隔離度。與此同時,單元2 和3 則是背靠背放置,兩單元相鄰近的部分為倒F 型單極子的短彎折枝節,該枝節上分布的激勵電流較弱,因此在間隔一定距離時,兩單元間的耦合很弱。通過以上分析,本文選擇將相鄰兩個天線單元1 和2、單元3 和4 分別鏡像對稱放置的排布方式,較易實現更好的隔離性能。

圖4 為MIMO 陣列未增加任何去耦結構時的S參數曲線圖。4 個單元的-6 dB 阻抗帶寬能夠同時滿足低頻和高頻的要求,單元2,3 之間的帶內隔離度在低頻和高頻均能高于15 dB,但單元1 和2、單元3 和之間的低頻隔離度都僅為9.2 dB,且高頻隔離度也僅為11 dB。

圖4 MIMO 陣列未加載去耦結構的S 參數Fig.4 The simulated S parameters of the MIMO array without decoupling structure

為了提高MIMO 陣列的隔離度,在單元間引入了T 型缺陷結構,具體結構及尺寸如圖1(c)所示。為了清楚地解釋其對天線陣列隔離度的影響,圖5 給出了引入該結構前后,只激勵單元Ant 1 時,在3.5 GHz和4.9 GHz 處天線和接地板上的電流分布情況。由圖5(a)可知,未加載去耦結構時,無論是低頻還是高頻,在單元Ant 2 上都會感應出明顯的耦合電流,說明兩天線單元間存在較強的互耦現象;加載T 型缺陷地結構后,只激勵單元Ant 1,從圖5(b)可以看到,此時地板表面波被束縛在縫隙結構周圍,單元Ant 2上的感應耦合基本消失,說明該結構對地板上的耦合電流起到了很好的束縛作用,去耦效果明顯。單元3,4 和單元1,2 間的去耦分析完全一致,同時,為了將單元2,3 間的隔離度也進一步提高,從而提高MIMO陣列的整體隔離度,在單元2,3 間引入了同樣的T 型缺陷地結構,也能起到遏制耦合電流的作用。

圖5 有無去耦結構時天線和地板上的電流分布。(a)未加載T 型缺陷地;(b)加載T 型缺陷地Fig.5 The simulated surface current distributions of the antenna array and ground.(a) Without T-shape ground slot;(b) With T-shape ground slot

圖6 為加載T 型缺陷地去耦結構前后,MIMO 陣列中相鄰兩單元間的隔離度變化曲線圖。可以看出,引入T 型缺陷地結構后,單元1 和、單元3和間的低頻隔離度均從9.2 dB 提升到20 dB以上,單元2 和間的低頻隔離度從17 dB 提升至20 dB 以上,MIMO 天線陣列整體的高頻隔離度從11 dB 提升到15 dB 以上。

圖6 加載去耦結構前后相鄰兩單元間的隔離度Fig.6 The simulated isolations between adjacent elements with/without decoupling structure

2 仿真及測試結果

為驗證所提出的8 元MIMO 天線陣列,對其進行了加工實測。天線實物如圖7 所示,8 元MIMO 天線陣列中的每個單元通過50 Ω 的SMA 同軸連接器饋電,SMA 連接頭位于系統電路板的背面,實際測試時,除測試端口外,其余端口均與50 Ω 匹配負載相連接,以減少對測試結果的影響。利用矢量網絡分析儀(型號為N5227)測試了天線的S參數,在微波暗室測試了天線的效率、增益及輻射方向圖。由于本文的8 元MIMO 陣列關于電路板短邊中心對稱,故只給出一側4 個天線單元(Ant 1～4)的仿真和測試結果。

圖7 8 元MIMO 天線陣列實物圖。(a)正面;(b)背面;(c)側面Fig.7 The photographs of the fabricated eight-element MIMO antenna array.(a) Front view;(b) Back view;(c) Side view

圖8 為8 元MIMO 天線陣列各個性能參數的仿真與實測結果圖。圖8(a)為天線單元1～4 的反射系數曲線,可以看出,仿真和實測結果基本一致,-6 dB 阻抗帶寬能夠很好地覆蓋3.4～3.6 GHz 和4.8～5.0 GHz兩個所需頻段。與仿真結果相比,實測結果的諧振頻率向高頻偏移了0.05 GHz 左右,該誤差主要是由于天線實物組裝和接頭焊接產生;圖8(b)為天線單元1～4的仿真和實測隔離度,各單元間的帶內隔離度在低頻段內大于20 dB,在高頻段內大于15 dB,實現了高隔離度性能;圖8(c)為仿真和實測的天線效率,在工作頻段內所有單元的總效率均大于50%,其3.5 GHz 頻段的效率在50%～70%之間,4.9 GHz 頻段效率在65%～80%之間;圖8(d)為8 元MIMO 陣列仿真和實測的天線增益,低頻段內峰值增益的變化范圍為1.3～2.6 dBi,高頻段內峰值增益的變化范圍為1.6～3.1 dBi,滿足手機天線的基本要求。

圖9 和圖10 分別為在低頻3.5 GHz 和高頻4.9 GHz 時,天線單元1～4 三個主平面(xoz、yoz及xoy平面)的仿真和實測歸一化輻射方向圖,可以看出,仿真和實測結果較為吻合。通過觀察兩個頻點的歸一化輻射方向圖可知,各個天線單元在三個主平面上的EPhi和ETheta分量均表現出了良好的互補特性,沒有同時為0 的情況,即天線單元在工作頻段內的輻射能夠覆蓋全方向。且天線單元1～4 在xoz平面上顯示出互補的輻射方向圖,不同天線的最大輻射方向不同,表現出良好的分集性能;在yoz和xoy平面,4 個天線單元輻射方向圖較為相似,雖不是嚴格的全向,但是互相彌補,近似表現出全向輻射的效果。

圖9 3.5 GHz 時8 元MIMO 天線陣列的仿真和實測歸一化方向圖。(a)天線1;(b)天線2;(c)天線3;(b)天線4Fig.9 The simulated and measured normalized radiation pattern of the proposed eight-element MIMO antenna array at 3.5 GHz.(a)Ant1;(b)Ant2;(c)Ant3;(d)Ant4

圖10 4.9 GHz 時8 元MIMO 天線陣列的仿真和實測歸一化方向圖。(a)天線1;(b)天線2;(c)天線3;(b)天線4Fig.10 The simulated and measured normalized radiation pattern of the proposed eight-element MIMO antenna array at 4.9 GHz.(a)Ant1;(b)Ant2;(c)Ant3;(d)Ant4

包絡相關系數(Envelop Correlation Coefficient,ECC)是指兩個天線單元接收信號的相關性,是衡量多天線系統分集性能的指標,其表達式[15]如式(1)所示。

式中:Sij代表單元i和j之間的S參數;ηrad,i和ηrad,j分別代表單元i和j的輻射效率。圖11 為由式(1)根據實測的S參數及相應單元的輻射效率計算所得的包絡相關系數。可以看出各單元間的ECC 在工作頻段內均小于0.006,滿足手機MIMO 天線對ECC 的要求(小于0.5)。

圖11 由實測結果計算所得的單元間包絡相關系數(ECC)Fig.11 The calculated ECC from the measured results

表1 選取了部分參考文獻中所設計的雙頻MIMO天線與本文進行對比。可以看出,本文設計的MIMO天線具有較高的隔離度,同時尺寸小、效率高且ECC極低,能夠很好地滿足5G 智能手機MIMO 天線的實際應用要求。

表1 天線性能比較Tab.1 Comparison of antenna's performances

3 結論

本文提出了一種可用于5G 智能手機的高隔離度雙頻(3.4～3.6 GHz,4.8～5.0 GHz)8 元MIMO 天線陣列。通過將倒F 型單極子和縫隙耦合環路分支結合實現了雙頻段工作,天線單元尺寸僅為16.3 mm×5.2 mm (0.18λL×0.06λL)。為了減小相鄰天線單元間的互耦,在接地板上引入了T 型缺陷地結構,實現了低頻隔離度高于20 dB,高頻隔離度高于15 dB,具有高隔離性能。工作頻段內天線單元效率均大于50%,ECC 均小于0.006,具有極低的包絡相關性。本設計對5G 智能手機MIMO 天線的研究具有很好的參考價值。