基于倍流電容網絡的單開關兩路輸出LED 驅動器

張杰毅，汪宇博，任 笠

（國網四川省電力公司技能培訓中心，四川 成都 610000）

0 引言

高亮度發光二極管（High-Brightness Light-Emitting-Diode，HB-LED）因其具有光效高、壽命長（大約100，000h）、寬溫度工作范圍（-20 ～120 ℃）、體積小等優點，目前被廣泛應用在照明領域[1-3]。但大多數LED 驅動器需要從電網取電，增加了電網的諧波污染，國內外諧波標準對LED 驅動器提出了更高的要求。因此研究具有功率因數校正功能的LED 驅動器具有重要的意義。

然而，傳統的基于電容的多路恒流輸出LED 驅動器只能實現均流的效果，在其基礎上引入多個開關管或變壓器繞組可實現多路不同比例電流輸出，但同時將增大驅動器體積并復雜化其結構[3-7]。

針對上述問題，設計了一種電容二極管倍流網絡，根據電容和二極管的不同組合，可使得輸入電流通過倍流電容網絡后按照一定比例關系分配到各輸出支路，從而實現各輸出支路不同電流輸出。考慮對高功率因素的要求，將其與Buck-Boost PFC 變換器相結合，提出了一種基于倍流電容網絡的隔離式單開關兩路輸出LED 驅動器，通過整合式的結構，實現兩路倍流輸出[8]。對其工作模態與倍流特性進行了詳細分析，搭建了一臺82W 的實驗樣機，驗證其理論分析的正確性及所提LED 驅動器的可行性。

1 驅動器的拓撲結構及其控制

基于倍流電容網絡的隔離式單開關兩路輸出LED 驅動器的拓撲結構及其控制電路如圖1 所示，該LED 驅動器由前級Buck-Boost PFC 驅動器與后級倍流電容網絡通過整合開關管組成。前級Buck-Boost PFC 驅動器由整流橋Dbridge、輸入濾波電感Lf、輸入濾波電容Cf、二極管D1、D2、D3、電感L1、電容CDC和開關管S組成。后級由倍流電容網絡、變壓器T、二極管Do1、Do2和輸出電容Co1、Co2組成，其中倍流電容網絡由電容Ck1、Ck2和二極管Ds1、Ds2、Ds3組成。倍流電容網絡通過電容與二極管的組合搭配實現了兩路輸出電流1∶2 比例輸出。

圖1 基于倍流電容網絡的隔離式單開關LED 驅動器

工作在斷續導電模式的Buck-Boost PFC 變換器具有功率因數（Power Factor，PF）值高、控制相對簡單等優點，所以前級的Buck-Boost PFC 變換器選擇工作在DCM 模式[5]。為提高變壓器的利用率，選擇變壓器工作在臨界連續導電模式。該LED 驅動器的控制部分由采樣電阻Rs、誤差放大器EA1、比較器CMP1、變壓器輔助繞組電壓過零檢測電路、RS觸發器和MaOSFET 驅動器等構成。采用電壓模式控制，輸出電流io1被設定為Vref/Rs，其中Rs是電流io1的采樣電阻，Vref是控制環的參考電壓。通過對變壓器輔助繞組電壓過零檢測來控制開關管S的導通。

2 驅動器的工作特性分析

為了簡化分析，做如下假設：

（1）輸入電源是理想的正弦電壓源，即

（2）因為電容CDC、Co1和Co2容值足夠大，所以它們的紋波可以忽略，即它們兩端的電壓vDC、vo1和vo2保持不變。

（3）電容Ck1與Ck2容值相等。

（4）開關管S 和所有的二極管都是理想的。

（5）變壓器T 由勵磁電感Lm、二次側漏感Lk和變比為n∶1 的理想變壓器組成。

（6）變壓器漏感Lk與電容Ck1、Ck2發生完全諧振。

2.1 模態分析

LED 驅動器的各模態等效電路和對應時間段的工作波形分別如圖2。

圖2 所提出的LED 驅動器的各模態的等效電路圖

模態Ⅰ[t0～t1]：如圖2（a）所示，在t0時刻開關管導通，電源給電感L1充電，由于開關頻率遠大于工頻，可以認為開關管導通瞬間輸入電壓是恒定的，所以電感L1的電流線性增加。忽略電容CDC電壓紋波，則變壓器勵磁電感電流iLm也線性增加。在此模態有

電容CDC由開關管與D3構成回路，通過變壓器給輸出供能。變壓器由于漏感的存在變壓副邊漏感Lk與電容Ck1、Ck2發生串聯諧振。可得，

由于Ck1與Ck2容值相等，故令Ck1=Ck2=Ck，由式（2）可解得：

其中，

由式（3）可解得：

將在后續對vCk（t）=vCk1（t）=vCk2（t）進行詳細的分析。在t1時刻諧振完成，二極管Do1、Ds2零電流關斷，該模態結束。該模態的時間可表示為，

模態Ⅱ[t1～t2]，在t1時刻，變壓器副邊漏感Lk與電容Ck1、Ck2串聯諧振結束，變壓器副邊電流為零。開關管繼續導通，電感L1的電流繼續線性增加，該狀態一直持續到在t2時刻開關管關斷。在t2時刻電感L1的電流達到峰值，可得

其中ton表示開關管的導通時間。

在該模態，由于變壓器副邊電流為零，變壓器原邊電流等于變壓器勵磁電感電流為

模態Ⅲ[t2～t3]：如圖2（b）所示，在t2時刻開關管S 關斷，電感L1通過二極管D2構成的續流回路給電容CDC充電。電感L1的電流可表示為：

在該模態，電容Ck1與Ck2分別通過二極管Ds3、Ds1、Do2構成的回路進行放電。當iL1減小至零時該模態結束，該模態持續的時間可表示為：

模態Ⅳ[t3～t4]，在t3時刻開關管S 繼續關斷，電感L1的電流為零，因此電感L1的電流工作在DCM模式。電容Ck1與Ck2繼續通過二極管Ds3、Ds1、Do2構成的回路進行放電，在t4時刻放電結束，該模態結束。并且由于Ck1與Ck2并聯，所以其電壓值相等。由于勵磁電感Lm遠大于變壓器副邊漏感Lk，所以變壓器副邊漏感Lk兩端的電壓可以忽略。由于Ck1與Ck2足夠大，故認為其上的電壓近似等于其平均電壓，因此可以認為電流iLm線性減小。在t4時刻，iLm減小到零，二極管Do2零電流關斷，此時該模態和一個開關周期同時結束。通過輔助繞組的電壓過零檢測，傳至芯片的ZCD 管腳，觸發開關管導通，開啟新一輪的開關周期。該模態對應的方程有：

其中，

在模態Ⅰ時，變壓器副邊漏感Lk也可與電容Ck1、Ck2發生不完全串聯諧振，但是由于此種情況下，將會導致二極管Ds2、Do1不能實現零電流關斷，故選擇驅動器工作在完全諧振模式下。

2.2 倍流特性分析

在模態Ⅰ，電容Ck1與Ck2與變壓器副邊漏感Lk發生串聯諧振。在模態Ⅲ和模態Ⅳ，電容Ck1與Ck2進行放電。由電容的充放電電荷平衡可得

其中QCk1-ch表示電容Ck1在模態Ⅰ存儲的電荷量，QCk1-dis表示電容Ck1在模態Ⅲ與模態Ⅳ電釋放的電荷量，同理，QCk2-ch表示電容Ck2在模態Ⅰ存儲的電荷量，QCk2-dis表示電容Ck2在模態Ⅲ與模態Ⅳ釋放的電荷量。

則在一個開關周期內，流過二極管Ds2和Ds3的平均電流可表示為：

同理可得，流過二極管Ds2和Ds1的平均電流可表示為：

由式（15）～（16）可得：

則在一個工頻周期內，兩路輸出電流可分別表示為：

由式（17）～（19）可得，io2= 2io1。所以利用電容Ck1、Ck2和二極管Ds1、Ds2、Ds3組成的倍流電容網絡，實現了兩路電流成1∶2 的比例輸出。

由以上分析，根據電容的電荷平衡原理，經過倍流電容網絡后，當一條輸出支路的電流確定時，另外一條輸出支路的電流也隨之確定，因此只需要控制其中一條支路的電流即可，簡化了采樣和控制電路，使得變換器的體積得以減小。

3 實驗驗證

針對LED 驅動器，搭建了一臺輸入電壓范圍為175 ～265 V，兩路輸出電壓均為78 V，兩路輸出電流分別為350 mA 和700 mA 的實驗樣機。樣機所用參數，見表1。

表1 實驗樣機的參數

輸入電壓為220 V 時，通過實驗樣機所測得主要波形圖如圖3 所示。圖3（a）為輸入電壓和輸入電流波形，可以看出輸入電流與輸入電壓同相位，并且由泰克PA1000 單相功率分析儀測得實驗樣機的PF 值為0.995，實現了高功率因數的功能。

圖3 實驗波形

變壓器原副邊電流波形圖如圖3（b）所示。從圖中可以看出變壓器漏感與電容Ck1、Ck2在開關管導通時完成了完全串聯諧振。通過檢測變壓器輔助繞組的電壓過零，實現了變壓器工作在CRM 模式。所以，二極管Do1、Do2、Ds1、Ds2和Ds3都實現了零電流關斷，降低了損耗，提升了驅動器的效率。

圖3（c）為前級儲能電感電流波形、開關管電流波形和開關管漏源極電壓波形圖。從圖中可以看出前級儲能電感電流工作在DCM 模式。在220 V 輸入時開關管的電壓應力和電流應力分別為520 V 和6.6 A。本設計中選用的MOSFET 為15N65，其漏源極可承受的最大電壓應力為650 V，最大電流應力為7.56 A（100 ℃），參數設計合理，符合本次實驗要求。

實驗驗證了分析的正確性及所提出的基于倍流電容網絡的隔離式單開關LED 驅動器的可行性。

4 結語

針對基于電容電荷平衡原理的傳統單開關多路輸出LED 驅動器各輸出支路的電流相等，簡單增加更多的開關管或者更多的變壓器繞組將導致驅動器體積增大且結構復雜的問題。研究并提出了一種基于倍流電容網絡的隔離式單開關兩路輸出LED 驅動器，通過實驗驗證其相較于傳統LED 驅動器具有體積更小的優點，不僅滿足國內外LED 驅動器的諧波標準，同時實現了單開關、高功率因數、兩路輸出電流1∶2 比例輸出。