基于IEEE 802.11be 標準的高階調制信號的解調算法分析*

張 翔，江 丹

（1.中電科思儀科技（安徽）有限公司，安徽 蚌埠 233010；2.中電科思儀科技股份有限公司，山東 青島 266000；3.電子測量儀器技術蚌埠市技術創新中心，安徽 蚌埠 233010）

0 引言

隨著WLAN 技術的發展，Wi-Fi 已成為家庭、企業等場所接入網絡的主要方式。尤其是近年來出現的一些新型應用場景對吞吐量和時延的要求越來越高，比如4K 和8K 視頻（傳輸速率可能會達到20 Gbit/s）、VR/AR、游戲（時延要求低于5 ms）、遠程辦公、在線視頻會議和云計算等。雖然最新發布的Wi-Fi 6 和Wi-Fi 6E 已經重點關注了高密場景下的用戶體驗，但是現有吞吐率和時延面對上述更高要求的場景依舊無法完全滿足需求。

作為上一代Wi-Fi 標準IEEE 802.11ax 的升級與改進，IEEE 802.11be 標準采用了4096QAM 高階調制、大帶寬和最高支持16×16 天線等手段，極大地提高了網絡的效率和吞吐量[1]。但大帶寬高階調制的引入使得通信信號對于空間環境的影響較為敏感，信號質量的惡化無疑給信號解調方面帶來了巨大難度。本文提出了一種基于IEEE 802.11be 標準的相位噪聲估計與補償方法，可實現320 MHz 帶寬下4096QAM 調制的Wi-Fi 信號的解調。

1 算法描述

新標準為滿足較高的吞吐量[2]，定義了EHT MU 和EHT TRIG[3]兩種新物理層協議數據單元（Presentation Protocol Data Unit，PPDU）前導碼格式。本文針對EHT MU 幀格式類型進行算法方案的設計，幀格式如圖1 所示。其中前導序列中的L-STF主要用于進行幀同步，以及定位信號的物理幀起始點；L-LTF 用于載波頻偏估計與補償；L-SIG 用于傳輸MCS、Length 和奇偶校驗位；RL-SIG 主要用于區分是否為Wi-Fi 6/Wi-Fi 7 信號；U-SIG 主要承載帶寬和EHT-SIG 符號數；EHT-SIG 主要包含編碼調制信息；EHT-STF 主要用作MIMO 傳輸中提升AGC 性能；EHT-LTF 主要用作信道估計；Data為數據字段，承載業務數據；PE 為擴展字段，為接收機爭取更多處理時間。

圖1 EHT MU PPDU 格式

本文提出基于IEEE 802.11be 標準的高階調制信號的解調算法，其信號解析流程如圖2 所示，主要步驟如下：

圖2 信號解析流程

（1）Wi-Fi 信號同步：根據IEEE 802.11be 協議生成理想的前導序列，基于L-STF 中包含的前導序列與接收信號進行相關性檢測，獲取信號幀起始點。

（2）載波頻偏估計與補償：利用前導序列中的L-LTF 計算載波頻率誤差，并進行頻偏補償。

（3）相位追蹤與補償：利用Data 字段導頻信號進行相位跟蹤，并進行行為補償。

（4）信號解調：對頻偏、相位補償后的信號進行解調，驗證算法效果。

2 基于L-STF 相關的幀同步

L-STF 包含的m序列具有偽隨機特性，其很好的自相關特性可以實現信號幀的精確同步，即：

因此，根據m序列的特點[4]，可以采用相關性的方法對幀信號進行同步，具體方法如下：

式中：sL-STF[n]為根據IEEE 802.11be 標準生成的理想L-STF 信號；r[n]為接收端時域信號。圖3 為SNR=20 dB 時基于L-STF 相關同步的結果。為了驗證不同信噪比下算法的檢測性能，通過在原始信號上添加高斯白噪聲，進行1 000 次蒙特卡洛統計，結果如圖4 所示。

圖3 L-STF 相關同步

圖4 不同信噪比下檢測概率

從圖3 可以看出，基于L-STF 相關的同步算法能夠檢測出比較明顯的峰值點。從圖4 可以看出，算法在SNR為-16 dB 時仍然有70%的檢測成功率，在SNR為-7 dB 時，檢測成功率趨向于100%。

3 信道估計與相位追蹤

信號在無線信道中傳輸受到空間路徑損耗及其他干擾損耗，同時受到射頻器件系統內的熱噪聲引起的相位噪聲干擾，嚴重影響了接收端的信號質量。

3.1 基于EHT-STF 字段的信道估計

圖5 給出了20 MHz EHT RU 頻域位置，其中EHT-STF 由M序列組成，則有：

圖5 20 MHz EHT RU 頻域位置

針對20 MHz 帶寬，其頻域序列EHTS 為：

考慮到在進行射頻一致性測試時，信號在傳輸中主要受加性高斯白噪聲的影響。為了消除噪聲對測量結果的影響，提出一種基于時頻域滑動窗均值濾波的信道估計方法[5]。具體分為以下兩個步驟。

第1 步：進行LS 信道估計。

式中：Z(t,f)為Data 字段的頻域導頻子載波；I(t,f)為本地理想EHT-STF 信號。將其寫成幅值和相位的形式：

然后，計算L-LTF 字段中的連續兩個OFDM符號，求出信道的頻率響應矩陣HL-LTF1和HL-LTF2。根據公式（8）計算載波頻率誤差?f，并利用?f進行載波頻偏補償，補償前后的效果如圖6 所示。?f的計算式為：

圖6 1024QAM 頻偏補償

3.2 基于導頻信號的相位噪聲估計

IEEE 802.11be 標準將6 GHz 頻點和4096QAM調制方式引入，相位噪聲將會嚴重影響信號的解調[6]。針對3GPP 給出的相位噪聲模型，圖7 分別仿真了2.4 GHz、5 GHz 和6 GHz 下的相位噪聲幅度響應圖。

圖7 相位噪聲幅度響應

Data 字段在頻域上包含稀疏的導頻信號，圖8分別給出了不同帶寬下的導頻資源分布，基于這些導頻信號，對信號相位噪聲進行估計。

圖8 Data 字段導頻分布

受相位噪聲影響，經過信道估計后式（8）中的φ(f)將包含噪聲θ(f,t)，即：

可以利用Data 字段的Pilot RU 對每個OFDM符號的相位噪聲進行估計，即：

經過補償的信道頻率響應為：

針對所提算法，圖9 給出了在5 GHz 頻點，調制方式設定為1024QAM 時，相位噪聲補償前后的解調星座圖。

圖9 1024QAM 相位補償

4 仿真結果分析

在本節中，采用320 Mbit/s 帶寬、4 096QAM調制方式的Wi-Fi 信號解調為例，對本文方法進行仿真驗證，使用本文方法獲取Wi-Fi 信號幀起始點，進而對信號進行解析，驗證結果如圖10 所示。

圖10 4096QAM 調制信號解調

5 結語

本文分析了基于IEEE 802.11be 標準的大帶寬高階調制算法，并通過仿真實驗證明該算法能夠很好地對高階調制的Wi-Fi 信號進行頻偏補償和相位噪聲估計。