一種寬輸入隔離式DC/DC 變換器設(shè)計(jì)

吳 磊，胡 進(jìn)

（中國電子科技集團(tuán)公司第四十三研究所，安徽 合肥 230088）

1 隔離式DC/DC 變換器的設(shè)計(jì)指標(biāo)

隨著國產(chǎn)裝備的發(fā)展，整機(jī)系統(tǒng)對(duì)直流/直流（Direct Current/ Direct Current，DC/DC）變換器的需求越來越多。在DC/DC 變換器領(lǐng)域，常用的中低壓輸入直流母線電壓有12 V、24 V、28 V、42 V 等幾種，很多系統(tǒng)通常會(huì)出現(xiàn)多種直流母線電壓共存的情況，從而給系統(tǒng)選型帶來諸多不便，用戶迫切需求一種寬輸入電壓范圍DC/DC 變換器產(chǎn)品，可以滿足其對(duì)上述不同輸入母線電壓的需求，進(jìn)而實(shí)現(xiàn)器件選型標(biāo)準(zhǔn)化。針對(duì)上述需求，設(shè)計(jì)了一款輸入電壓8 ～50 V，15 V/2 A輸出的隔離式DC/DC 變換器，其設(shè)計(jì)指標(biāo)如表1 所示。

表1 隔離式DC/DC 變換器的設(shè)計(jì)指標(biāo)

2 電路方案及工作原理

2.1 電路方案

電源拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)是DC/DC 電源的基礎(chǔ)，是DC/DC電源設(shè)計(jì)的具體實(shí)現(xiàn)形式[1]。對(duì)于寬輸入隔離式DC/DC 變換器，常用的設(shè)計(jì)方案有2 種，一種是級(jí)聯(lián)式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)，另一種是單端反激式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)。級(jí)聯(lián)式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的優(yōu)點(diǎn)是控制電路簡單，電路效率實(shí)現(xiàn)較高，缺點(diǎn)是電路結(jié)構(gòu)相對(duì)復(fù)雜，不利于小型化；單端反激拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的優(yōu)點(diǎn)是電路結(jié)構(gòu)簡單，易于小型化，缺點(diǎn)是電路控制相對(duì)復(fù)雜，且效率較低。由于電源對(duì)產(chǎn)品尺寸要求較高，設(shè)計(jì)中采用了單端反激拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。

開關(guān)電源常見的反饋方式有光隔離反饋和磁隔離反饋2 種[2]。其中，光隔離反饋依靠光耦將輸出電壓誤差信號(hào)從主變壓器的副邊隔離反饋到變壓器的原邊，磁隔離反饋利用脈沖變壓器將輸出電壓的誤差信號(hào)從主變壓器的副邊反饋到原邊。考慮光耦的電流傳輸比在外部環(huán)境惡劣，容易產(chǎn)生變化，影響DC/DC變換器的性能，本設(shè)計(jì)最終選擇磁隔離反饋的方式。因此，本設(shè)計(jì)最終采用的電路方案為“單端反激拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)+磁隔離反饋”，設(shè)計(jì)方案框圖如圖1 所示。

圖1 設(shè)計(jì)方案框圖

2.2 工作原理

如圖1 所示，輸入的直流電壓經(jīng)輸入濾波，由輔助電源提供脈沖寬度調(diào)制（Pulse Width Modulator，PWM）脈寬調(diào)制器的工作電壓。PWM 脈寬調(diào)制器產(chǎn)生驅(qū)動(dòng)脈沖信號(hào)，驅(qū)動(dòng)功率MOS 管，將輸入直流電壓變?yōu)楦哳l功率脈沖，該脈沖經(jīng)過變壓器隔離傳輸?shù)酱渭?jí)側(cè)，然后經(jīng)整流、濾波電路后得到所需要的直流電壓。該直流電壓經(jīng)取樣比較電路、誤差放大電路和磁隔離反饋電路將控制信號(hào)傳送到PWM 控制器，由該P(yáng)WM 控制器控制功率變換電路輸出的功率脈沖寬度，達(dá)到輸出電壓穩(wěn)定的目的。

3 電路設(shè)計(jì)

3.1 主功率電路的設(shè)計(jì)

3.1.1 變壓器的設(shè)計(jì)

（1）磁芯的選擇。根據(jù)產(chǎn)品實(shí)際設(shè)計(jì)經(jīng)驗(yàn)，磁芯的選擇需要結(jié)合產(chǎn)品的外形尺寸和效率等因素，由于本設(shè)計(jì)采用的是單端反激拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，為了防止變壓器磁芯飽和，必須選擇帶氣隙的磁芯。經(jīng)過綜合考慮，根據(jù)產(chǎn)品的輸出功率，利用面積乘積（Area Product，AP）法可以選擇東磁公司生產(chǎn)的DMR95 T/RM6B70型磁芯[3]。

（2）變壓器的原副邊比值k。設(shè)電源的工作頻率f=350 kHz,取其最大占空比為Dmax=0.6，則電源的工作周期為T=1/f=2.8 μs，Tonmax=1.7 μs，為確保磁芯不會(huì)偏離其磁滯回線（上、下方向），變壓器導(dǎo)通期間伏秒數(shù)乘積必須與復(fù)位伏秒數(shù)乘積相等。假設(shè)開關(guān)管與整流管的導(dǎo)通壓降都是1 V，則根據(jù)公式為

式中：Uinmin為最小輸入電壓，本設(shè)計(jì)中為8 V；Uo為輸出電壓，本設(shè)計(jì)中為15 V；k為變壓器原邊與副邊的比值。

將已知的值代入式（1）得：k=0.71，取k=0.7。

（3）變壓器的原邊電感Lp。因?yàn)楸咀儞Q器工作在連續(xù)導(dǎo)通模式（Continuous Conduction Mode，CCM），則輸出電流很小時(shí)，也應(yīng)有一個(gè)臨界連續(xù)狀態(tài)，設(shè)Io=0.1Io，根據(jù)能量關(guān)系

又

式中：Lp為原邊電感量最小值；Ip為原邊峰值電流；Pomin為最小輸出功率,本設(shè)計(jì)中取3 W，即滿載輸出功率1/10；η1為最小輸出功率時(shí)電源的效率，取此時(shí)效率為0.5。

由式（2）、式（3）得

將已知值代入式（4）得，Lp=5.5 μH。

（4）原邊峰值電流Ip1。其計(jì)算公式為

式中：Pomax為最大輸出功率,本設(shè)計(jì)為30 W；Ip為原邊電感量，其值為5.5 μH；η2為輸入最低電壓，輸出滿載功率時(shí)電源的效率，取此時(shí)效率為0.82。

將已知值代入得Ip1=8.8 A。

（5）初級(jí)電流的有效值Irms1。CCM 模式時(shí)，原邊的磁化電流為

將已知值代入得Irms1=5.9 A。

取導(dǎo)線的電流密度為20 A/mm2,則原邊導(dǎo)線截面積為0.295 mm2，考慮導(dǎo)線的集膚效應(yīng)，本電路選擇由線徑為0.35 mm 的漆包線并繞而成，易得到單股線徑為0.35 mm 的漆包線的面積為0.1 mm2，則初級(jí)繞組的根數(shù)為0.295/0.1=2.95 根，取整數(shù)為3 根。

（6）次級(jí)電流的峰值Ip2。副邊磁化電流為

則Ip2=5.9 A。

（7）次級(jí)電流的有效值。次級(jí)電流的有效值Irms2為

將已知值代入式（10）得Irms2=3.2 A。

取導(dǎo)線的電流密度為20 A/mm2,可計(jì)算出副邊導(dǎo)線截面積為0.16 mm2，考慮導(dǎo)線的集膚效應(yīng)，本電路選擇由線徑為0.35 mm 的漆包線并繞而成，易得到單股線徑為0.35 mm 的漆包線的面積為0.1 mm2，則初級(jí)繞組的根數(shù)為0.16/0.1=1.6 根，取整數(shù)為2 根。

3.1.2 功率開關(guān)管的選擇

功率變換設(shè)計(jì)的重要部分是功率開關(guān)管的選擇。常用的功率開關(guān)管一般為N 溝MOS 管，由于本設(shè)計(jì)的功率較大，當(dāng)輸入電壓在8 V 輸入時(shí)，MOS 管上流過的電流很大，為了減小MOS 管的導(dǎo)通損耗，本設(shè)計(jì)采用了2 個(gè)MOS 管并聯(lián)的形式。MOS 管連接如圖2 所示。

圖2 MOS 管連接圖

（1）MOS 管承受的電壓應(yīng)力。其計(jì)算公式為

式中：Uinmax為電源最大輸入電壓，取50 V；Uo為電源輸出電壓，取15 V；k為變壓器原邊與副邊匝比，前面已計(jì)算得0.7。

（2）MOS 管承受的電流應(yīng)力。因?yàn)殚_關(guān)管承受的電流應(yīng)力If是流過變壓器原邊繞組上的階梯形斜坡電流等效成的等效平頂初級(jí)電流脈沖的幅值[4]。其計(jì)算公式為

式中：Pomax為電源最大輸出功率，取30 W；η為電源低端輸入時(shí)的滿載效率，取0.82；Uinmin為電源最小輸入電壓，取8 V；δmax為電源的最大占空比，取0.6。

將上述已知值代入式（11）、式（12）得到，Ur≥80 V，If=7.6 A，考慮降額設(shè)計(jì)，最終本項(xiàng)目選擇2 個(gè)150 V/20 A 的功率MOS 管并聯(lián)。

3.1.3 整流濾波電路設(shè)計(jì)

由于反激電路的變壓器相當(dāng)于輸出電感的作用，輸出整流濾波電路不需輸出電感與續(xù)流二極管，如圖3 所示。但是由于本設(shè)計(jì)輸出電流較大，為了降低整流管的導(dǎo)通壓降，本設(shè)計(jì)采用了2 個(gè)肖特基管并聯(lián)使用的模式。

圖3 輸出整流濾波電路

（1）整流管承受的電壓應(yīng)力。整流器應(yīng)能承受的最大反向電壓Ur的計(jì)算公式為

式中：Uinmax為電源最大輸入電壓，取50 V；Uo為電源輸出電壓，取15 V；k為變壓器原邊與副邊匝比，前面已計(jì)算得0.7。

（2）整流管承受的電流應(yīng)力。因?yàn)檎鞴艹惺艿碾娏鲬?yīng)力Ir是流過變壓器副邊繞組上的階梯斜坡電流，等效成的同脈寬的平頂次級(jí)電流脈沖的幅值，其計(jì)算公式為

式中：IOmax為電源最大輸出電流，取2 A；δmax為電源的最大占空比，取0.6。

將上述已知值代入式（13）和式（14），計(jì)算得到Ur=110 V，Ir=5 A，考慮降額設(shè)計(jì)，最終本項(xiàng)目選擇150 V/10 A 的肖特基二極管作為整流管。

（3）輸出濾波電容的選擇。輸出濾波所需的最小電容計(jì)算公式為

式中：Iomax為電源最大輸出電流，取2 A；δmin為電源的最大占空比，取0.1；Urip為期望輸出電壓紋波峰峰值，取50 mV；fS為開關(guān)頻率，取350 kHz。

將已知值代入式（15），得到Comin=91μF，最終經(jīng)過模擬試驗(yàn)調(diào)試確定，輸出電容的值取3 個(gè)47μF/25 V 的電容并聯(lián)。

3.2 控制電路的設(shè)計(jì)

3.2.1 PWM 控制芯片的選擇

本設(shè)計(jì)采用PWM 控制方式，如果選擇常用的控制芯片作為主控芯片，最低啟動(dòng)電壓一般在8 V 左右，當(dāng)電源的輸入電壓低至8 V 時(shí)，如果考慮線壓降，這些控制片可能無法正常啟動(dòng)。經(jīng)過綜合考慮，本設(shè)計(jì)最終選擇了TI 公司的UCCX803 作為主控制芯片，具有如下特點(diǎn)：

（1）啟動(dòng)電壓低，供電電壓只要超過4.1 V，芯片就能正常啟動(dòng)工作；

（2）啟動(dòng)電流和靜態(tài)工作電流小，啟動(dòng)電流只有0.1 mA，靜態(tài)工作電流只有0.5 mA；

（3）輸出采用圖騰柱結(jié)構(gòu)，可以提供1 A 的驅(qū)動(dòng)能力。

這些特點(diǎn)完全可以滿足8 ～50 V 輸入的DC/DC變換器的設(shè)計(jì)需求。

3.2.2 反饋控制電路的設(shè)計(jì)

磁隔離反饋電路相較于傳統(tǒng)光耦反饋電路，具有更高的可靠性[5]。由于本設(shè)計(jì)是針對(duì)高可靠供電系統(tǒng)設(shè)計(jì)的，對(duì)可靠性要求很高，采用磁隔離反饋的形式，具體電路如4 所示。

如圖4 所示，在隔離變壓器的T1的初級(jí)側(cè)，利用PWM 控制芯片的振蕩鋸齒波與基準(zhǔn)電壓通過比較器N1比較得到一個(gè)方波控制信號(hào)，通過該方波信號(hào)控制由R5、R6、V2構(gòu)成的電流源，同時(shí)利用該電流源給隔離變壓器T1進(jìn)行逐周期充電。這樣在隔離變壓器的初級(jí)也能得到一個(gè)頻率與PWM 振蕩信號(hào)相同的方波信號(hào)，該方波信號(hào)被感應(yīng)到隔離變壓器的次級(jí)，作為載波信號(hào)，電源的輸出電壓經(jīng)過電阻R11和R12取樣，然后與N1內(nèi)部基準(zhǔn)比較放大以后得到一個(gè)誤差信號(hào)。該誤差信號(hào)利用前面載波信號(hào)進(jìn)行幅度調(diào)制后，形成一個(gè)脈沖信號(hào)，該信號(hào)被隔離變壓器傳送到初級(jí)，經(jīng)過二極管V1和C1構(gòu)成的解調(diào)電路變換為直流信號(hào)，該直流信號(hào)經(jīng)過R3和R4構(gòu)成的直流偏置電路后，連接到PWM 反饋端，使環(huán)路受控。

圖4 磁隔離反饋回路

4 測試結(jié)果與關(guān)鍵波形

表2 給出了本設(shè)計(jì)實(shí)測指標(biāo)與設(shè)計(jì)目標(biāo)的對(duì)比結(jié)果，以及產(chǎn)品各關(guān)鍵點(diǎn)波形如圖5、圖6、圖7、圖8、圖9、圖10 所示，從測試結(jié)果可以看出，本設(shè)計(jì)實(shí)測指標(biāo)良好，可以滿足設(shè)計(jì)目標(biāo)的要求。

表2 實(shí)測指標(biāo)與設(shè)計(jì)目標(biāo)比較

圖5 Uin=8 V 時(shí)的驅(qū)動(dòng)波形與MOS 漏極波形

圖6 Uin=28 V 時(shí)的驅(qū)動(dòng)波形與MOS 漏極波形

圖7 Uin=50 V 時(shí)的驅(qū)動(dòng)波形與MOS 漏極波形

圖8 輸出電壓啟動(dòng)波形

圖9 輸出負(fù)載瞬變波形（半載→滿載）

圖10 輸出負(fù)載瞬變波形（滿載→半載）

5 結(jié) 論

文章介紹了一種8 ～50 V 輸入的寬范圍DC/DC變換器的設(shè)計(jì)，并對(duì)其電路方案和設(shè)計(jì)過程進(jìn)行了詳細(xì)闡述，給出了測試結(jié)果和相關(guān)波形，測試結(jié)果達(dá)到預(yù)期設(shè)計(jì)目標(biāo)。