L波段F類高效率載片式功率放大器設計

蔡偉劍,周井玉,王晨歌,王志宇,郁發新

(浙江大學 航空航天學院,杭州 310027)

射頻功率放大器作為通信、相控陣雷達等系統中必不可缺的一個部分,其性能直接影響到整個系統的性能。功率放大器作為整個系統中最耗能的部分,提高功放的效率能夠更好地降低成本和改善系統的熱管理。常見的高效率功放有D類、E類和F/F-1類等功放。其中,E類功放雖然結構簡單、效率高,但是存在漏極峰值電壓高、受工作頻率影響大和功率輸出能力低等缺點[1]。而F類功放是通過對輸出諧波的控制來提高效率,不存在頻率限制。同時,其兼顧了輸出功率和效率,并且漏極峰值電壓低,僅為2倍的漏極直流供電電壓[2]。因而,對F類功放的研究受到越來越多的關注。

在F類功放電路實現方面,大部分拓撲結構使用微帶線來實現[3-8],雖然高頻性能較好,但是版圖面積大,不利于功放集成在小面積載片上。因此為了實現小尺寸功放,相較于微帶線拓撲結構,采用集總參數的拓撲結構成為更好的選擇[9]。另一方面,可補償輸出電容的F類拓撲結構已經被廣泛應用,但在內匹配功放中,需要采用鍵合金絲來連接晶體管和輸出匹配電路,這引入了額外的輸出電感。其難以針對該輸出電感對二次/三次諧波阻抗進行補償,導致晶體管無法達到最佳輸出效率[10-13]。圖1所示為兩種常見的補償輸出電容和電感的集總參數拓撲結構[12-14](Rp為晶體管等效輸出電阻;Cp為晶體管等效輸出電容;Lout為晶體管輸出電感)。為了消除基波匹配網絡對諧波的影響,這兩種結構在基波匹配和諧波匹配網絡之間串聯一個諧振在二次諧波頻率處并聯LC諧振網絡。但是,這會增加電路中的元件個數,使電路尺寸增大,不利于實現功放的小型化。

圖1 可補償輸出電容和電感的集總參數拓撲

針對上述兩種拓撲結構調諧元件個數過多的問題,本文提出了一種緊湊型F類諧波調諧網絡結構。該結構利用基波匹配網絡的高頻阻抗特性,僅引入一個LC串聯諧振網絡,降低電路的復雜度,實現對二次/三次諧波的控制以提高效率。基于該緊湊型諧波調諧網絡結構,使用GaN HEMT管芯完成一款L波段高效率F類載片式功率放大器的設計。

1 電路理論

1.1 F類功率放大器原理

F類功率放大器通過控制漏極輸出偶次諧波開路和奇次諧波短路,使得晶體管漏極輸出電壓為方波,輸出電流為半正弦波,并且兩者在時域內沒有交疊,如圖2所示。

圖2 F類功放漏極電壓電流波形

所以,F類功放理論上可以實現功放的100%漏極效率,其基波和n次諧波阻抗為

(1)

但是在實際設計過程中,處理越多的諧波意味著需要更復雜的結構以及更多的電路損耗,不僅使設計難度增加,甚至還會降低設計功放的輸出效率[15]。Raab[16]研究表明,在只控制二次和三次諧波的情況下,理論效率就可以達到81.7%的水平。因此,綜合考慮設計的復雜度以及對效率的提升程度,本文只對二次和三次諧波進行處理。

圖3為本文提出的輸出匹配原理圖,由二次/三次諧波控制網絡和基波阻抗匹配網絡組成,負載RL=50 Ω。因為本文采用內匹配技術在銅-鉬-銅載片上實現,輸出電感Lout不僅包括管芯的輸出寄生電感,還包括連接管芯和輸出匹配電路的鍵合金絲電感。諧波匹配網絡在基波頻率處可以等效為電容,使得基波阻抗在圖3中B點為容性阻抗,因此需要電感L4把該點的基波阻抗從復阻抗變換到實阻抗,同時L4也作為功放的供電線。由于本文設計的功放末級阻抗變換比約為1∶9,因此采用二階LC阻抗變換網絡作為基波阻抗匹配網絡進行討論分析和設計。

1.2 基波匹配網絡對諧波匹配影響分析

圖4所示為基波匹配網絡原理圖。在B點基波阻抗被L4由復阻抗變換成實阻抗Rs。L2、C2、L3及C3組成二階LC阻抗變換網絡,將基波阻抗匹配到50 Ω負載。實際設計時,考慮到阻抗匹配網絡的損耗、帶寬等問題,二階LC匹配網絡一般應用在阻抗變換比為1∶5到1∶25之間的情況下。因此,下面選取Rs為2～10 Ω對二階LC阻抗變換網絡進行計算分析。

圖4 基波匹配網絡

對于基波,二階LC阻抗變換網絡是從Rs先變換到R1再到RL,當兩次阻抗變換比相等時,滿足帶寬最優條件[17],即

(2)

下面以最優基波帶寬條件為例,定量分析基波匹配網絡對諧波匹配網絡的影響,并確定基波匹配網絡在諧波頻率處的阻抗初值范圍。此時,二階LC匹配網絡的品質因素Q為

(3)

式中ω0為基波角頻率。當Rs和RL確定時,由式(2)、(3)可以計算得到L2、C2、L3和C3的值。二階LC匹配網絡的阻抗Z為

Z=jωL2+jωC2//(jωL3+jωC3//RL)

(4)

式中ω為角頻率。聯立式(2)～(4)得到以ω和Rs為自變量的Z的函數表達式。圖5為阻抗Z的實部和虛部隨ω/ω0和Rs變化的圖形。

圖5 二階LC匹配網絡

由圖5可以得到,對于二階LC阻抗變換網絡,當2 Ω≤Rs≤10 Ω時,盡管二次和三次諧波阻抗實部約等于0,但虛部不可忽略,滿足5.26≤imag(Z2f0)≤8.88,10.28≤imag(Z3f0)≤25.82。因而,在后續設計諧波匹配時,需引入基波匹配網絡對于諧波匹配的影響。

1.3 緊湊型諧波匹配網絡設計

由基波匹配網絡對諧波匹配影響分析可以得到,在設計諧波匹配時,可將基波匹配網絡對于諧波匹配的影響等效為一段有限的到地電抗jX(ω),如圖6(a)所示。傳統諧波匹配電路通常除了引入圖6(a)所示串聯LC諧振結構外,在基波匹配和諧波匹配網絡之間引入另一并聯LC諧振結構。該結構可在二次諧波頻率處形成無窮大的諧振阻抗,以實現忽略串接的基波匹配網絡諧波阻抗對諧波匹配網絡的影響,但額外引入的并聯LC諧振結構將顯著增加功放面積。本文為實現緊湊的諧波匹配電路,將有限的基波匹配網絡的諧波阻抗引入諧波匹配計算中,僅需圖6(a)所示的一組串聯LC諧振結構即可實現良好的二次/三次諧波匹配。

圖6 諧波匹配網絡

如圖6(a)所示,在二次諧波頻率處,L1C1串聯諧振網絡需滿足和電抗jX并聯等效為電容C2,eq,如圖6(b)所示。且等效電容C2,eq滿足與Lout在二次諧波頻率串聯諧振,使得A點二次諧波阻抗為0,即

(5)

在三次諧波頻率處,L1C1串聯諧振網絡需滿足與電抗jX和Lout等效為電感L3,eq,如圖6(c)所示。且等效電感L3,eq滿足與Cp在三次諧波頻率并聯諧振,使得A點三次諧波阻抗為無窮大,即

(6)

聯立式(5)、(6)得到L1和C1的表達式:

(7)

(8)

其中:

Lout(4X1-6X2)ω0+3X1X2

β=(2Loutω0+X1)·

Lout(3X1-2X2)ω0+X1X2

X1、X2分別為圖5所示基波匹配網絡在二次諧波頻率和三次諧波頻率處的等效電抗。以本文設計為例,ω0=2πf0,f0=1.3 GHz,Cp=6.2 pF,X1=8 Ω,X2=19 Ω,計算得到L1和C1與Lout的關系如圖7所示。為了確保L1和C1有物理意義,即L1>0,C1>0,計算得到Lout<0.37 nH。

圖7 L1/C1與Lout關系曲線圖

由圖7可以發現基波匹配電路與諧波匹配電路在設計時互相影響。因此,在分別設計完諧波匹配網絡和基波匹配網絡后,需要根據實際設計要求對網絡進行微調優化以得到更好的匹配結果。圖8展示了使用該結構設計F類功率放大器的步驟。

圖8 F類放大器設計步驟

2 設計實例

2.1 管芯選擇

本文設計的功率放大器采用兩級放大結構,在1.18～1.42 GHz頻段下達到60～70 W的功率輸出。設計采用0.25 μm GaN HEMT工藝的管芯。該管芯在28 V漏極電壓條件下具有5 W/mm的功率密度。通過計算和考慮輸出損耗等因素,末級管芯和驅動級管芯分別選取16.3、2.5 mm柵寬的管芯。

在設計輸出匹配電路前,首先需要得到管芯輸出的最佳阻抗點。通過對管芯模型進行負載牽引仿真,得到了圖9所示的仿真結果。最佳效率負載阻抗為5.06+j*2.35,最佳功率負載阻抗為4.87+j*0。綜合考慮輸出功率和輸出效率,最終選取最佳負載阻抗為5.10+j*1.42。在該負載值下,管芯輸出效率為74%,輸出功率為49.1 dBm。晶體管大信號輸出時可以等效為圖10所示的RC并聯電路,由最佳負載阻抗5.10+j*1.42可以計算得到管芯輸出等效電阻Rp=5.5 Ω,輸出等效并聯電容Cp=6.2 pF。

圖9 16.3 mm管芯負載牽引結果

圖10 管芯輸出等效模型

2.2 匹配電路設計

圖11為末級輸出匹配原理圖。根據圖8展示的設計過程對輸出匹配進行設計。其中Rs≈Rp=5.5 Ω,Cp=6.20 pF。因此,由圖3選取X1=8 Ω,X2=19 Ω。通過仿真所需的金絲得到Lout≈0.13 nH,把上述各值代入到式(7)、(8)中,計算得到L1=0.38 nH,C1=7.67 pF。

圖11 輸出匹配原理圖

基波匹配電路中L4將基波阻抗從復阻抗變換為實阻抗,通過計算得到其值為1.33 nH。此時Rs≈5.1 Ω,通過式(2)、(3)計算得出二階LC阻抗變換網絡值。因為式(2)、(3)考慮的是最佳帶寬情況下的值,所以設計時需要根據帶寬、損耗等因素進行優化。表1為優化前、后二階LC阻抗變換網絡元件值。對優化前、后的元件值進行小信號S參數仿真,得到圖12所示的對比圖。

表1 二階LC阻抗變換網絡元件值

圖12 優化前、后輸出匹配響應對比圖

將優化后的匹配電路,替換成圖13所示的版圖。其中：電感由金絲和薄膜電路來實現, 電容由分布型MIM電容和部分薄膜電路來實現。仿真末級輸出匹配版圖的小信號S參數,在電流源端面得到圖14所示的響應圖。從圖14可以觀察到二次諧波在短路點附近,三次諧波在開路點附近,符合F類功放的理論阻抗點。聯合輸出管芯進行諧波平衡仿真,得到圖15所示的晶體管電流源端面的輸出電流和電壓波形。

圖13 輸出匹配版圖

圖14 末級匹配響應圖

圖15 1.3 GHz頻率下晶體管漏極電流源端面電壓電流波形

從圖15中可以得到,在1.3 GHz頻率處,晶體管電流源端面的電壓波形為方波,電流波形為半正弦波,說明晶體管工作在F類模式。

輸入匹配設計的目標是在保證功率放大器穩定下獲得最佳的功率增益。一般情況下,功率放大器在低頻時不穩定,高頻時穩定。最常用的方法就是在輸入匹配網絡中串聯RC并聯網絡,在保證高頻增益的同時提高穩定性。因此RC穩定網絡一定程度上也能提高放大器的增益平坦度。同時對于F類功放,輸入端的二次諧波短路會進一步提高功放的整體效率[18-19]。因此,本文在末級晶體管輸入端并聯一個串聯LC結構使二次諧波短路。在對LC取值時,不僅需要考慮諧振網絡的帶寬,還需要考慮對基波阻抗匹配的影響。綜合考慮下,選取C=4 pF,L=0.8 nH。

最終設計了一個兩級F類功率放大器,整體原理圖如圖16所示。

圖16 F類L波段功率放大器原理圖

3 實物制作與測試結果

圖17所示為載片式內匹配功率放大器的實物圖。其中,載片采用銅-鉬-銅材料,該材料的熱膨脹系數和GaN管芯的襯底材料SiC接近,且其熱導率高,具備良好的散熱性能[20]。末級匹配電路功率高且對損耗要求大,所以采用損耗低的薄膜電路和分布型MIM電容。而輸入級和中間級匹配電路的功率低且對損耗要求不大,所以采用集成度高但是損耗偏大的IPD工藝來減小面積。充分利用各個工藝的優勢,同時末級電路采用了本文提出的緊湊型F類調諧網絡來減小面積。最終,整個功放采用內匹配技術集成到尺寸僅為7 mm×8 mm的載片上,滿足高功率的同時實現了功放的小型化。

圖17 F類載片功率放大器照片

通過微組裝工藝對功放進行裝配,GaN HEMT管芯采用Au80%Sn20%金錫焊料燒結,其余采用導電膠黏結到載片上。通過鍵合金絲,將電路各個部分連接到一起。

裝配完成后,對功放進行脈沖測試。測試條件:脈沖條件為100 us脈寬長度,10%占空比;漏極直流供電電壓VDS=28 V;柵極供電電壓VGS=-2.5 V。圖18為功放測試系統照片。該測試系統由直流電源、自制脈沖調試板、函數信號發生器、射頻信號源、霍爾探頭、霍爾電源、臺式萬用表、衰減器、耦合器、頻譜儀和功率計組成。儀器具體信號見表2。圖19為測試系統框圖。函數信號發生器生成100 us脈寬長度、10%占空比的脈沖波信號同時輸入脈沖調制板和射頻信號源,使得功放的漏極供電脈沖和射頻信號輸入功率同步。臺式萬用表讀取由霍爾探頭獲取的漏極電流信息。校準測試系統后,對功率放大器進行測試。

表2 儀器型號

圖18 功放測試系統照片

圖19 功放測試系統框圖

圖20為輸入功率Pin=21 dBm時,1.3 GHz處輸出功率的頻譜圖。從圖中可以看出二次和三次諧波得到很好的控制,二次諧波抑制比為54.6 dBc、三次諧波抑制比為58.4 dBc,符合F類功放的設計。圖21為Pin=0～25 dBm時,1.3 GHz處的輸出功率Pout、功率附加效率PAE和功率增益Gain。當Pin=22 dBm時,Pout=48.44 dBm,PAE=62.7%,Gain=26.4 dB。

圖20 1.3 GHz輸出頻譜圖

圖21 1.3 GHz處的輸出功率、PAE和增益

圖22為Pin=22 dBm時,1.18～1.42 GHz頻帶內的輸出功率、功率附加效率和功率增益的諧波平衡仿真值和實測值。從圖中可以看出,在1.18～1.42 GHz頻帶內, Pout為48.12～48.45 dBm,PAE為61%～63%,Gain>26 dB,達到了設計要求。

圖22 大信號性能測試結果與仿真結果對比

表3為設計的功放與近幾年國內、外發表的頻率相近的功率放大器的性能指標的對比情況。由表中可以得到,本文設計的功放單位面積輸出功率高。通過比對品質因素(Figure of merit,FoM)[21],本文設計的功放具有較優的性能。其中,FoM1為不考慮功放面積的品質因素值;FoM2為考慮功放面積的品質因素值。文獻[3]的輸出功率和PAE雖然優于本文,但是在帶寬和增益方面劣于本文;文獻[4,22]帶寬優于本文,但在功率和增益方面劣于本文;文獻[23]增益優于本文,但輸出功率明顯小于本文設計;本文F類功放PAE明顯優于文獻[24-27]所報道的功放。綜合比較,本文設計的功放面積小、功率高、效率高和增益高的優點。

表3 L波段功率放大器性能對比

4 結 論

1)本文基于現有F類功率放大器拓撲結構,通過分析基波匹配網絡對于諧波匹配的影響,提出了一種緊湊型F類集總拓撲結構。該拓撲結構結合基波匹配網絡的高頻阻抗特性,僅引入一個LC調諧網絡,即可實現對輸出二次/三次諧波的控制。

2)基于該結構,采用了0.25 μm GaN HEMT工藝的管芯設計了一款1.180～1.420 GHz高效率載片式功率放大器,并且通過內匹配技術集成在7 mm×8 mm的銅-鉬-銅載片上。

3)測試結果表明,在18%的工作帶寬下,功率放大器的輸出功率大于48.1 dBm,功率附加效率大于61%,功率增益大于26 dB。本文為小型化高功率高效率載片式內匹配功率放大器的設計提供了參考。