LCL-S型注入信號式能量與信號共享通道ICPT系統研究

周仁迪, 徐科峰, 齊紅麗, 李 濤, 吉小軍, 雷華明*

(1.上海交通大學 電子信息與電氣工程學院，上海 200240； 2.中國船舶重工集團公司第704研究所，上海 200310)

傳統的供電方式借助電纜實現電能的直接傳輸，其具有電纜損壞、觸電、不便轉動移動等潛在問題。感應耦合電能傳輸(Inductive Coupled Power Transfer,ICPT)技術依靠電磁感應原理，利用高頻電流產生交變磁場、交變磁場產生感應電壓的環節鏈，實現電能的無接觸傳輸，安全可靠，適用性高，是一種有望替代傳統有纜供電方式的新型無線供電技術。

為了消除系統的無功功率，提升能量傳輸效率，ICPT系統有4種基本諧振補償方式：SS、SP、PS、PP[1]。其中，SS和SP拓撲逆變結構的開關管的電流與流過負載的大小相同，開關管的損耗較大；PS和PP拓撲逆變結構的開關管所承受的電壓較大，開關管有損壞的風險[2]。相對于以上基礎補償拓撲，LCL-S型拓撲具有可通過阻抗變換減小逆變結構開關管的電流大小、對逆變結構產生的高頻雜波過濾性更好和可實現負載恒壓等優點[3]。

在ICPT的應用場景中，經常要求系統受電側向供電側進行數據傳輸，例如測量溫度、力、扭矩等信號的回傳，又或者系統受電側工作狀態的監控，可通過增設額外的信號收發設備(如藍牙、RF設備)來實現，但會增加系統成本，且不適用于一些安裝環境苛刻的情況。因此在不增設額外設備的前提下，盡量依靠ICPT系統自身實現信號的反向傳輸，是一種經濟且便利的方法，具有較大的研究價值。

針對于數據反向傳輸，目前的ICPT系統電能與信號共享通道技術主要用到的方法有：分時復用法、部分線圈法、寄生參數法和串并聯注入法[4]。分時復用法[5]通過開關選擇結構在一個能量波形周期內將系統的電能與信號錯時傳輸，某時刻系統只傳輸能量或者傳遞信號，避免了其相互干擾，但其能量傳輸效率和信號傳遞速率毫無疑問會受到影響。部分線圈法[6]將一部分能量傳輸線圈作為信號傳遞線圈，并在其旁并聯信號調制解調結構，然而當系統負載為重載時，能量波形頻率會對信號傳遞過程產生嚴重干擾，影響系統通信的準確性。寄生電容法[7]利用能量耦合結構之間的寄生電容和實際應用中屏蔽層之間的寄生電容所形成的回路實現能量與信號的共同傳輸。然而寄生電容往往很小，對匹配參數的精度要求很高，實際應用中會存在穩定性和可靠性問題。串并聯注入法[8-9]通過信號調制解調變壓器與能量耦合線圈串聯或并聯，實現能量信號的同時傳輸。上述方法中，串聯注入方式實現結構更簡單，參數更易配置，對能量傳輸過程影響更小。

目前尚未有將性能優良的LCL-S型ICPT拓撲與簡單易行的串聯注入法相結合以實現能量的正向傳輸和信號的反向傳遞的研究，且一般ICPT系統的研究限于理論推導，鮮有使用Simuink進行完整建模仿真的報道。因此，筆者基于串聯注入式信號傳遞方法，對LCL-S拓撲的ICPT系統能量與信號的同時傳輸進行了整體分析；運用交流阻抗法對系統能量傳輸通道與信號傳遞通道分別進行理論分析，建立了系統數學模型，構建了信號傳遞函數；最后以負載電壓恒定為前提分析計算了系統參數，搭建了MATLAB/Simulink仿真模型，制作了實際電路,驗證了所提出系統的可行性。

1 系統原理

本文所提出的LCL-S型注入信號式ICPT電能信號共享通道系統框圖如圖1所示。

圖1 LCL-S型注入信號式ICPT電能信號共享通道系統框圖

系統主電路為基于LCL-S拓撲的ICPT系統，在原副邊能量耦合電感旁串聯小感值電感作為信號調制與信號解調結構。其中，L7為原邊諧振電感；C1為原邊諧振補償電容；L1為原邊耦合線圈電感；L2為副邊耦合線圈電感，其與L1構成能量耦合主變壓器，在ICPT系統中一般為空心變壓器，其互感M1相對較小，耦合系數較低；C2為副邊諧振補償電容；RL為全橋整流及后續電路折算的等效負載；L6和L5為信號調制變壓器的原副邊線圈；M3為其互感值；L3和L4為信號解調變壓器的原副邊線圈；M2為其互感值；C3、C4為信號調制和解調變壓器的初級線圈的諧振補償電容。

1.1 能量傳輸原理

ICPT技術通過發射線圈和接收線圈之間的磁感應耦合現象實現原邊到副邊的電能傳輸。LCL-S型ICPT系統的等效原理圖如圖2所示。由于在能量頻率處信號調制解調結構的阻抗很大，其反射回能量回路的阻抗很小，所以分析能量傳輸時調制解調結構等效于其串聯在能量回路中的L5和L3[10]。

圖2 LCL-S型ICPT系統的等效原理圖

能量傳輸的工作原理為：直流電源經過高頻逆變輸出頻率為f0的方波電壓ui，通過L7、C1、L1和L3構成的LCL諧振補償網絡，消除原邊線圈和副邊折算到原邊的感抗，增強系統的功率傳輸性能，同時濾除ui中除基波外的高頻分量，在原邊線圈L1中產生正弦電流，其在空間中激發出高頻交變磁場，副邊線圈L2基于電磁感應現象產生感應電壓，并和電容C2構成諧振補償結構最大化拾取電能，經過整流、濾波和穩壓后向負載輸出電能。

1.2 信號傳遞原理

本系統中使用開關鍵控的2ASK信號調制方式，用高頻信號波形的“有”和“無”分別表征數字信號的“1”和“0”。為保證能量與信號的同時傳輸，信號波形的頻率為MHz級，遠大于能量波形的kHz級。信號傳遞方向為副邊到原邊，與能量傳輸共用主變換器原副邊線圈。增加信號調制解調結構后，系統信號傳遞的等效原理圖如圖3所示，其中RS為信號解調電路的輸入阻抗。在分析信號傳遞過程時，能量輸入端口可視作短路。

圖3 系統信號傳遞的等效原理圖

信號傳遞的工作原理為：當所傳遞的數字信號為1時，信號源usi輸出頻率為fs的電壓信號。經過C3和L6組成的諧振頻率為fs的串聯諧振電路，抑制usi中的高頻雜波；然后通過L6和L5組成的信號調制變壓器將信號傳遞到副邊回路，再由主變壓器耦合至原邊；最后由信號解調變壓器拾取信號波形，C4和L4構成諧振頻率為fS的LC并聯諧振結構，抑制電能頻率的波形，放大信號頻率的正弦波。

2 系統參數選取及傳遞函數計算

2.1 ICPT系統參數計算

逆變電路輸出頻率為f0的方波，由傅里葉變化知其可等效為頻率f0的正弦基波及其奇次諧波，隨著諧波頻率的增加，其對應分量的幅值越來越小。又由于LCL網絡對基波之外的諧波具有抑制作用，所以為了對系統進行穩態分析，忽略高次諧波，僅考慮基波的作用。為最大化能量傳輸效率，務必使原副邊電路均工作在諧振狀態，也即在配置電感電容參數時，應使副邊電路在頻率為f0時發生串聯諧振，其阻抗為阻性；同樣地，也應使原邊電路在頻率為f0時其阻抗虛部為0。

如圖2所示，副邊回路阻抗為

(1)

令式(1)虛部為0，得到：

(2)

選取滿足條件的L2、L5、C2,即可令ZS=RL。

當ω=ω0時，原邊電路的阻抗為

(3)

(4)

此時系統輸入阻抗僅實部不為0。根據變壓器知識，當ω=ω0時原邊電路等效圖如圖4所示。

圖4 當ω=ω0時原邊電路等效圖

輸入電流為

(5)

流經L1的電流為

(6)

由變壓器互感模型可得到L2產生的感應電壓為

(7)

需要注意的是，eL2區別于uL2，由于副邊L2和C2發生串聯諧振，所以此感應電壓都落到負載上，即

(8)

當系統參數固定時，負載得到的感應電壓與負載大小無關，僅與原邊等效能量線圈L0、原副邊線圈互感M1和輸入電壓ui有關，這對于ICPT系統改變負載時的適用性和對外界擾動的抵御具有很大的意義。但需要注意的是，由式(5)可知，負載RL不可太小，否則將導致系統輸入電流過大。

2.2 信號傳遞電路傳遞函數計算

如圖3所示，原邊信號解調回路的阻抗為

(9)

原邊能量回路阻抗為

(10)

副邊能量回路阻抗為

(11)

副邊信號調制回路阻抗為

(12)

由圖3可得：

(13)

(14)

(15)

(16)

(17)

所以，信號傳遞函數為

(18)

3 系統仿真分析

本文仿真的參數參照實際情況，由于線圈繞制時電感值不好確定，所以某些值與理論計算有少許的偏差。實際繞制的原邊能量線圈電感L1為29.3 μH，等效串聯電阻為158 mΩ，副邊能量線圈電感L2為54.5 μH，等效串聯電阻為310 mΩ，L1和L2互感M1為14.9 μH。副邊電路需要5 V供電，由于使用全橋整流，所以負載上的電壓峰值需要大于5/0.9=5.555 V，選定輸入交流電壓ui峰值為12 V，則根據式(8)可計算得到負載RL上的電壓峰值為5.768 V。選定逆變和補償網絡的諧振頻率f0為112 kHz，信號調制解調變壓器線圈感值要比原副邊能量耦合線圈小很多，選定L3、L4、L5、L6為1.5 μH，信號調制解調變壓器初次級的互感M2和M3為1.4 μH，原邊諧振線圈L7為31 μH，等效串聯電阻為58 mΩ，大體滿足L1+L3=L7=L0，在以下計算中取L0為30.8 μH。信號電壓usi幅值為2.5 V，頻率為4 MHz，計算其他電路參數，參考實際情況取值，一并列入表1，并根據這些參數在MATLAB/Simulink中搭建了仿真模型。

表1 系統參數設置

3.1 電能傳輸仿真結果

在表1的參數設置下，由式(6)可得，流經原邊線圈L1的電流峰值為0.554 A，與輸入電壓同相；根據式(8)可計算得到負載RL上的電壓峰值為5.768 V，且相位超前輸入電壓90°，電能傳輸仿真圖像如圖5所示。

圖5 電能傳輸仿真圖像

圖5(a)為流經線圈L1的電流，經測量其峰值為0.557 A；圖5(b)為負載RL上的電壓，經測量其峰值為5.803 V，與理論計算值十分接近，且超前輸入電壓90°，說明調制解調結構并未對系統造成影響。實際應用中，根據負載所需的電壓選擇ui、L0和M1，可以便捷地實現負載恒壓。

3.2 信號傳遞仿真結果

在MATLAB/Simulink中搭建由高通濾波、二極管檢波[12]、比較器構成的信號解調電路，在信號輸入口使用二進制發生器生成隨機的0、1數字信號，作為一個開關的控制信號，開關連接信號電壓源與信號調制結構。信號調制過程與信號解調過程分別如圖6、圖7所示。

圖6(a)為待調制的隨機二進制信號，圖6(b)為副邊線圈L2上的電壓波形，在112 kHz的能量波形上可以看到疊加的4 MHz信號波形。

如圖7(a)所示，經過高通濾波后，112 kHz的能量波形已經被很好地過濾掉，圖7(b)所示的二極管檢波后的波形較好地體現了信號的包絡，圖7(c)所示的經過比較器后的波形顯示二進制信號能被完好地復原出來，證明了所提出的系統進行反向信號傳輸的可行性。

圖6 信號調制過程

圖7 信號解調過程

3.3 信號傳遞函數頻域響應分析

據表1所列參數使用MATLAB繪制了信號傳遞函數G0的伯德圖，如圖8所示。

圖8 信號傳遞函數G0的伯德圖

由幅頻特性圖可見，信號傳遞函數在略小于4 MHz處達到最大增益點，且在頻率為112 kHz處顯示出極大的抑制，這有利于信號的解調；由相頻特性圖可見，在4 MHz頻率附近相位曲線十分平坦,說明可以利用4 MHz的信號穩定地進行信號傳輸。傳遞函數G0的伯德圖理論上證明了所提出的系統可以利用4 MHz的載波進行信號的反向傳遞。

4 實際電路驗證

4.1 測試電路介紹

本文的實際測試電路如圖9所示。

圖9 實際測試電路

為了便于應用，測試電路系統由原邊供電板、副邊受電板、副邊信號調制板和原邊信號解調板4個模塊電路組成。除了負載值，實際電路的參數與仿真中的一致。原邊使用24 V直流電壓供電的半橋逆變電路產生±12 V的方波,作為諧振拓撲的輸入電源，原副邊線圈采用同軸式結構，副邊感應到的交變電壓經過全橋整流電路和穩壓二極管后，進入低壓差線性穩壓器(Low-Dropout Regulator,LDO)產生穩定電壓供副邊測量和調制電路使用。副邊所測的電壓信號經過放大后進入A/D采集，其輸出的數字序列信號經MCU控制，作為4 MHz有源晶振與調制變壓器的開關選通信號。原邊通過解調變壓器從能量波形中提取信號，經過差分放大、高通濾波、二極管檢波、同相放大、低通濾波和遲滯比較后，解調出副邊調制的數字序列信號。

4.2 能量傳輸驗證

圖10為示波器抓取的逆變輸出波形與負載電壓波形。

圖10 逆變輸出波形與負載電壓波形

如圖10所示，上面的波形為半橋逆變電路輸出的方波電壓，其峰值為12 V；下面的波形為副邊能量線圈L2與補償電容C2兩端的電壓波形，即負載兩端的電壓，其峰值為5.913 V，與仿真輸出的5.803 V十分接近。測試電路中LDO正常輸出5 V電壓而未跌落，說明副邊接收到的功率可以滿足負載需求。

使用不同阻值的電阻代替副邊負載，測量負載兩端交流電壓的峰值，計算負載電流的峰值，系統參數設置如表2所示。

表2 系統參數設置

如表2所示，當負載在較大范圍變化時，負載的電壓峰值幾近不變，證實了副邊的恒壓特性。

4.3 信號傳遞驗證

圖11為示波器抓取的副邊線圈的波形與解調輸出波形。

圖11 副邊線圈的波形與解調輸出波形

圖11中上面為副邊線圈L2的電壓波形，能量波形上面調制了數字信號序列10011111001111011，每一位的寬度為20 μs；下面的波形為原邊的解調輸出波形，所調制的數字信號可以不失真地被還原出。調制多組數字信號序列，實驗中均能完整地解調出數字信號序列，證實了系統能夠實現信號的反向傳遞。

5 結束語

在LCL-S型ICPT系統的基礎上，運用串聯注入式信號傳遞方法，實現了電能與信號的同步傳輸。通過對所提出的系統的進行詳細的理論分析，建立了穩態數學模型，以等效負載兩端的電壓恒定為前提，并考慮到信號調制解調結構的影響，分析計算了系統的各個參數。在MATLAB軟件中搭建了Simulink驗證模型，仿真結果表明，信號傳遞電路引入后，負載可以實現與理論計算相符的恒壓特性；在能量傳輸正常的情況下，系統可以實現從受電端到供電端的數據傳輸。繪制了信號傳遞函數的伯德圖，驗證了所提出的系統能量與信號通道共享的可行性。最后基于Simulink仿真模型搭建了實際電路，實驗結果與仿真一致，驗證了所提出的LCL-S型ICPT系統的能量與信號同步傳輸的可行性。