一種大電流輸出的DC/DC轉換控制電路結構研究

張嘯川, 馬 奎,2,3, 楊發順,2,3

(1. 貴州大學 大數據與信息工程學院， 貴陽 550025；2. 半導體功率器件可靠性教育部工程研究中心， 貴陽 550025；3. 貴州省微納電子與軟件技術重點實驗室， 貴陽 550025)

0 引 言

本次研究的大電流輸出的DC/DC轉換控制電路是一種雙極型集成單片控制電路，由于雙極型功率開關管由基極電流驅動，所以其發射極寄生電容影響其關閉速度，同時基極存儲效應影響了其關閉速度，減小開關管的飽和深度以及基極存儲效應，減緩關閉速度[1]。因此，本文設計了一種版圖結構新穎的雙極型功率開關管，使其輸出電流可達2 A。其電路簡單且效率高，廣泛用于遠程計算機、數據通信、航天等領域。本次研究將對電路的各個電路模塊進行分析以及仿真，探討其電路特點。

1 整體電路結構

本文所研究的整體電路結構如圖1所示，包含比較器、具有溫度自動補償的基準電壓發生器、占空比可控的振蕩器、RS觸發器和大電流輸出開關電路[2]。

圖1 整體電路結構

工作原理：振蕩器通過恒流源對外接到CT管腳(3腳)上的電容進行不斷的充電和放電，以產生振蕩波形；當CT電容處于充電狀態時，RS觸發器的R端及其與門C端轉換為高電平，參考源提供的基準電壓與比較器的閾值電壓進行比較，當基準源的電壓大于比較器的閾值電壓時，比較器會輸出高電平加在與門D端，此時S=1、R=0，SR觸發器行使置1操作，輸出高平，使得T2管導通；T2管和T1管以達林頓管形式相接[3]。在增大β值的同時，也間接提高了開關管的輸出電流，此時輸出開關為導通狀態。但當振蕩器處于放電狀態時，其輸出開關為關閉狀態，其中端口7為電流限制檢測，當檢測點與電源之間的電差超過300 mV時，輸出電流大小將會被限制。過流保護電路啟動使得CT充電過程加快，開關管導通時間變短，使得電路通電時間減少，從而此點電壓降低[4]。

1.1 基準電壓發生器

基準電壓發生器如圖2所示。

圖2 基準電壓發生器

基準電壓發生器包含啟動電路，帶隙基準電路和電流偏置電路。本文設計的啟動電路由三極管N3、R2共同組成，當電路上電后，由于N3管的Vbe和電阻R2回路間電阻最小，最先被啟動，而后產生一個啟動電流，N3管與N2管組成鏡像電流源，為P1的開啟提供了通路，至此P1、P2、P3管已完全導通，為帶隙基準提供啟動電流，其大小由電流源射極電阻決定。隨著帶隙電壓的啟動，R20上的壓降增大，導致N2管斷開，N1管導通，啟動電路停止工作，P1、P2、P3管組成的電流鏡則繼續正常工作[5]。Vref為帶隙基準電壓輸出端，可提供一個穩定的基準電壓。偏置電流和基準電壓在全電源電壓和溫度范圍內變化極小[6]。

帶隙基準電路是由R7到R18，P7，N8構成，P7管的基極與發射極之間存在電阻R7，其壓降為Ube7，則其中帶隙基準源的電流公式(1)如下：

(1)

基準電壓Vref的值由R7到R18的壓降和N8的Ube8共同決定，式(2)：

Vref=Vr7+Vr9+Vr10+Vr18+Ube8

(2)

從Vref的計算公式(2)看出，基準電壓是一個與電源電壓無關的參數。

由于R是正溫度系數，Vbe是負溫度系數，兩者之間具有一定的補償關系，可抵消溫度帶來的影響，可以調整R11到R17阻值，以此來達到電路溫度補償的效果，且基準電壓的輸出給予比較器的正極端。

1.2 電壓比較器

電壓比較器的電路如圖3所示。

圖3 電壓比較器電路

本文的電壓比較器是由高增益的直耦差動放大器和穩定偏置電路所組成，是一種開環工作狀態下的運算放大器[7]。其中，P5和P6管組成差分輸入級，P1，P2，P3，P4作為P5和P6管的電流源，為比較器提供偏置電流，N1和N2管作為比較器管的有源負載。

此電路的工作原理：通過與P5端提供的閾值電壓比較，當P6的輸入電壓低于P5管時，會使得P6管先導通，將P1和P2管的發射極電位拉低，使得P5管截止，從而N2的集電極提供給D觸發器一個低電平信號。反之，當P6管的輸入高于P5管時，P5管先導通，使得P3和P4管的電壓被鉗制，P6管截止，N2的集電極端提供給D觸發器一個高電平信號。

1.3 振蕩器

振蕩器的電路如圖4所示。

圖4 振蕩器電路

振蕩器由比較器、偏置電路以及RC電路構成。比較器正相端為RC電路，N3管的發射極外接CT電容(3腳)控制電路產生振蕩，可產生一組三角波電壓信號[8]。比較器反相端輸入為基準電壓Vref，通過比較兩端電壓向RS觸發電路提供二進制信號。

CT在零狀態下接通電源，電源剛導通時，比較器P9基極端的電位小于P10基極端的電位，故P9管導通，使得N3管導通，為電容CT充電，P9基極電位逐漸增大；當P9基極電位大于P10的基極電位時，P9管截止，CT經N4管放電。

當P10管導通時，N5管導通并通過R2上拉電阻將P10端的基極端電位拉低，此時N5管處于飽和狀態，P10基極端的電壓約等于為N5管的飽和壓降。CT通過N4管放電，當P9端基極電壓小于P10基極端時，P10管截止，P9管導通，CT管又開始充電。因為CT電容不斷充電和放電，其電壓輸出呈現鋸齒波的現象。

振蕩器的占空比由充放電時間共同決定，而充放電時間取決于R4～R10和R17的比例。N4、N6管采用共基極接法，使得R4～R10和R17的壓降一致，但R4～R10并聯關系，其總的電阻值是R17的七分之一，故其電流大小為R17的七倍。充電時，R4～R10端電流降低，則R4～R10電壓將R17端的電壓鉗位成同等電壓，緩慢充電；放電時，R4～R10端電流變大，則R17端電壓將R4～R10端的電壓鉗位成同等電壓，快速放電。故可以通過改變并聯電阻的個數來調節其占空比。

本設計中振蕩器的占空比為7比1，振蕩器的周期由總的充電和放電時間決定，令R4～R10的并聯電阻阻值為Rx，則其充電時間，公式(3)：

(3)

其中，C為外置電容大小；Vce為N5管的飽和壓降；Vref為基準電壓。

其放電時間，式(4)：

(4)

其頻率，式(5)：

(5)

1.4 RS觸發器

RS觸發器的電路結構圖如圖5所示。

圖5 RS觸發器電路

當比較器提供高電位加在與門的ˉD端時，RS觸發器的S端將被拉成低電位，此時振蕩器端提供低電位加在RS觸發器的ˉR端時，RS觸發器的Q端將輸出低電平，以控制大電流輸出電路；當比較器提供低電位加在與門的ˉD端時，RS觸發器的S端電位取決于與門C端的電位，當與門C端處于高電位時，S端將被拉成高電平，且此時R端處于低電平，RS觸發器的Q端輸出高電平，反之輸出低電平。

1.5 大電流輸出開關電路

大電流輸出開關電路如圖6所示。Q1為開關管，Q2為驅動管，R1電阻為Q2提供基極電位，R2電阻為保護電路。為增大其輸出電流，將Q1和Q2的集電極相連，形成達林頓結構，可以增大β值，電流放大能力得到提升。

圖6 大電流輸出開關電路

Q1管是一個大功率的三極管，增大發射極面積能增大輸出電流，但在傳統三極管的版圖中，因為電流集邊效應，所以靠近基極側的發射極邊上的電流密度將大于發射結的平均電流密度，使得大注入產生的基區擴展效應將首先在邊界上發生，最終限制了晶體管的最大輸出電流，故本設計將開關管的發射極面積做成樹枝狀結構，盡可能的減小結面積和延伸電極面積，以減小電容，從而增大發射極的有效周長，提高了晶體管的電流輸出能力。

2 基于DC/DC轉換電路的仿真驗證

本文基于中科渝芯40V雙極型工藝完成電路設計，并利用Cadence軟件對電路進行仿真。

2.1 振蕩器的頻率仿真

電容值為1 nF時，其振蕩器的頻率為31 KHz左右，達到了頻率在24～42 KHz之內，其仿真結果如圖7所示，可以看出充放電的占空比大約為7∶1，故可以通過控制并聯的電阻個數來改變其振蕩器的輸出占空比。當調整七腳所加電壓為4.701 V時，電流限制電路開始工作，此時六腳和七腳之間的壓差VIPK約等于300 mV，會使得電容充電時間加快，輸出開關管的關閉時間延長，仿真結果如圖8所示，可以看出此時振蕩器占空比約為50%。

圖7 振蕩器頻率仿真

圖8 電流限制電路時的頻率仿真

2.2 電源電流仿真

DC/DC還有一個重要的指標就是功耗，設定的電源電流在電源電壓為4～40 V時，電源電流最大不超過4 mA。電源為5 V空載時的電源電流仿真如圖9所示，電源為40 V空載時的電源電流仿真如圖10所示。可以看出電源電流最大為2.85 mA，在5～40 V時都能達到低功耗。

圖9 5 V空載時電源電流仿真

圖10 40 V空載時電源電流仿真

2.3 輸出開關仿真

在電源電壓為5 V，開關電流為2 A左右時，輸出管的飽和壓降為1.15 V，未達到最大飽和壓降1.3 V，仿真結果如圖11所示。仿真時在開關管加1.15 V的飽和壓降，最大輸出電流為2.07 A。

圖11 輸出開關電流

開關管斷開且集電極電壓為40 V時，輸出管的關態集電極電流最大在488 nA左右，遠遠小于2 uA，仿真結果如圖12所示。

圖12 關態集電極電流

2.4 升壓轉換器的應用電路的仿真

升壓轉換器電路如圖13所示，當芯片內開關管(T1)導通時，輸入電壓經取樣電阻Rsc、電感L1、Pin1腳和Pin2腳接地，此時電感L1開始存儲能量，而由C0對負載提供能量。當T1斷開時，輸入電壓Vin和電感L同時通過續流二極管1N5819給負載和輸出電容C0提供能量。電感在釋放能量期間，由于其兩端的電動勢極性與輸入電壓Vin極性相同，相當于兩個電源串聯，因而負載上得到的電壓高于電源電壓。開關管導通與關斷的頻率由振蕩器的工作頻率所決定。只要此頻率相對于輸出負載的時間常數足夠高，輸出負載上便可獲得連續的直流電壓。輸出的電壓經R1和R2分壓后輸入比較器，并與基準電壓一起去控制脈沖寬度，公式(6)：

(6)

其中，Vref為基準電壓。

圖13 升壓轉化器

其升壓仿真如圖14所示，其中R1為2.2 kΩ, R2為47 kΩ，Vref為1.25 V。

圖14 升壓仿真圖

3 版圖設計及應用測試

采用國內40 V中科渝芯40 V雙極型工藝完成電路的版圖設計，其版圖面積為1 799 μm×1 712.5 μm，如圖15所示。圖15中A部分為大電流輸出模塊，B部分為比較器模塊，C部分為帶隙基準模塊，D部分為振蕩器模塊，E部分為RS電路和與門模塊，四周包含8個功能端口，可以看出大電流輸出模塊的功率管形狀，將發射極做成樹枝狀結構，增大了發射區有效長度，從而增大輸出電流。其發射區的面積為108 000 μm2，發射區的有效周長為6 480 μm。

圖15 整體電路版圖

本設計共有8個功能管腳，管腳數較少，應用簡單。整體電路已經完成設計流片，其流片數據見表1，流片數據符合設計的預期效果，其中飽和壓降是在輸出電流為2 A時得到的值，與仿真理論值十分接近。

表1 流片數據

4 結束語

本文設計的具有大電流輸出的DC/DC轉換控制電路，可通過兩種方式提高其輸出電流，一種是輸出開關通過達林頓的連接方式來提高輸出電流；另一種是改變功率管的發射極結構，可將發射極面積做成樹枝狀結構，盡可能的減小結面積和延伸電極面積，增大輸出電流。實測結果證明，輸出管的飽和壓降1.3 V以下，其輸出電流能達到2 A左右，且各功能電路均能達到指標。