具有過溫保護(hù)功能的高精度帶隙基準(zhǔn)源設(shè)計(jì)

何詩陽， 馬 奎,2,3， 楊發(fā)順,2,3

(1 貴州大學(xué) 大數(shù)據(jù)與信息工程學(xué)院， 貴陽 550025； 2 半導(dǎo)體功率器件可靠性教育部工程研究中心， 貴陽 550025；3 貴州省微納電子與軟件技術(shù)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室， 貴陽 550025)

0 引 言

基準(zhǔn)源是模擬電路設(shè)計(jì)中不可或缺的部分。高精度的電壓和電流基準(zhǔn)被大量的運(yùn)用在模擬電路中，為系統(tǒng)其它模塊提供直流參考，對電路性能(如運(yùn)算放大器的電壓增益和噪聲)，都有顯著的影響[1]。為使其電路不受到電源電壓、溫度、工藝參數(shù)等因素的影響，要求基準(zhǔn)源能夠在較寬的溫度范圍內(nèi)正常工作，并保證輸出保持比較小的波動(dòng)[2]。同時(shí)，由于集成電路技術(shù)的飛速發(fā)展，集成系統(tǒng)的規(guī)模越來越大，功能越來越多，同時(shí)也帶來了功耗和發(fā)熱問題。為了避免溫度過高損壞芯片，需要對芯片進(jìn)行溫度保護(hù)[3]，而帶有過溫保護(hù)的高精度帶隙基準(zhǔn)源能夠很好的解決這些問題。

針對上述問題，本文設(shè)計(jì)了一款高精度帶隙基準(zhǔn)電壓源。通過共源共柵電流鏡結(jié)構(gòu)和電源濾波電容，提高了電源電壓抑制比；通過設(shè)計(jì)高增益的運(yùn)放和修調(diào)電阻，提高了輸出基準(zhǔn)電壓的精度。此外，設(shè)計(jì)了V-I轉(zhuǎn)換緩沖電路和零溫度系數(shù)電阻來產(chǎn)生基準(zhǔn)電流，并通過基準(zhǔn)電流流過電阻產(chǎn)生的基準(zhǔn)電壓與三極管基極-發(fā)射極電壓VBE的負(fù)溫度特性，設(shè)計(jì)了帶有遲滯區(qū)間的過溫保護(hù)電路。

1 電路整體結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)

本文所設(shè)計(jì)的帶有過溫保護(hù)的帶隙基準(zhǔn)源結(jié)構(gòu)框架如圖1所示，主要包含啟動(dòng)電路、帶隙基準(zhǔn)、V-I轉(zhuǎn)換、過溫保護(hù)電路等4個(gè)模塊。

圖1 系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)框圖

帶隙基準(zhǔn)電壓源根據(jù)三級管基極-發(fā)射極電壓VBE具有負(fù)溫度系數(shù)，而處于不同電流密度下兩個(gè)三極管基極-發(fā)射極電壓差△VBE具有正溫度系數(shù)，從而產(chǎn)生一個(gè)與溫度無關(guān)的零溫度系數(shù)基準(zhǔn)電壓。由于采用自偏置結(jié)構(gòu)，系統(tǒng)可以平衡在簡并偏置點(diǎn)，即系統(tǒng)有零狀態(tài)和正常狀態(tài)工作兩個(gè)穩(wěn)態(tài)，所以加入啟動(dòng)電路，防止系統(tǒng)平衡在零電流點(diǎn)。當(dāng)電路啟動(dòng)后，啟動(dòng)電路關(guān)斷[4]。基準(zhǔn)電壓經(jīng)過V-I轉(zhuǎn)換緩沖電路，產(chǎn)生基準(zhǔn)電流[5]，基準(zhǔn)電流流過過溫保護(hù)模塊的電阻，得到過溫保護(hù)所需的基準(zhǔn)電壓，再根據(jù)三級管基極-發(fā)射極電壓VBE具有負(fù)溫度系數(shù)的特性，設(shè)計(jì)了帶有滯回區(qū)間的過溫保護(hù)電路。當(dāng)溫度過高時(shí)，輸出過溫保護(hù)信號；溫度恢復(fù)正常后，芯片正常工作。

1.1 帶隙基準(zhǔn)電路

1.1.1 帶隙基準(zhǔn)電路原理

傳統(tǒng)帶隙基準(zhǔn)的結(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖2 傳統(tǒng)帶隙基準(zhǔn)電路

1.1.1.1 負(fù)溫度系數(shù)電壓VBE

三極管IC與VBE之間的關(guān)系如下：

IC=ISexp (VBE/VT)

(1)

其中，IS為飽和電流：

IS=bT4+mexp(-Eg/kT)

(2)

熱電壓VT為

VT=Kt/q

(3)

式中：k為玻爾茲曼常數(shù)，b為一個(gè)常數(shù)，m約等于-3/2，Eg為帶隙能量值。

式(1)兩端同時(shí)對T求導(dǎo)可得：

(4)

由式(4)可以看出，當(dāng)溫度T不變時(shí)，VBE的溫度系數(shù)與其自身大小有關(guān)，而且與分母項(xiàng)的溫度有關(guān)。所以即使正溫度系數(shù)項(xiàng)與溫度無關(guān)，帶隙基準(zhǔn)電壓也只能在一個(gè)溫度點(diǎn)上獲得零溫度系數(shù)。通常將零溫度系數(shù)點(diǎn)設(shè)在芯片正常工作時(shí)的40 ℃左右。

1.1.1.2 正溫度系數(shù)電壓△VBE

如果兩個(gè)三級管的飽和電流IS相同，但偏置電流不同的話，則其基極-發(fā)射極電壓差△VBE即為正溫度系數(shù)：

(5)

將其帶入式(3)，兩邊同時(shí)對溫度求導(dǎo)：

(6)

可以看出，正溫度系數(shù)與溫度本身以及集電極電流都無關(guān)。

將正負(fù)溫度系數(shù)電壓按一定比例相加，可得零溫度系數(shù)基準(zhǔn)電壓Vref：

Vref=VBE+β△VBE=VBE+KVT

(7)

其中：

K=β(lnn)≈17.2

(8)

傳統(tǒng)帶隙基準(zhǔn)電路結(jié)構(gòu)如圖2所示，其中R1=R2，利用運(yùn)放輸入端的虛短特性，可使VA等于VB，又因?yàn)镽1/R2兩端電壓相等，所以支路A與支路B的電流相等，那么：

VBE1=R3I+VBE2

(9)

即：

R3I=VBE1-VBE2=VTlnn

(10)

所以：

(11)

可得：

(12)

1.1.2 帶隙基準(zhǔn)的設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)

本文的帶隙基準(zhǔn)電路利用傳統(tǒng)帶隙基準(zhǔn)電路的結(jié)構(gòu)[6]，采用共源共柵電流鏡，減小了電流鏡之間的失配，并在電流鏡與電源之間添加了濾波電容，濾除了電源的小信號噪聲，從而提高了電源電壓抑制比[7]；采用二級運(yùn)放，提高了基準(zhǔn)電壓的精度，并且由于運(yùn)放是自偏置的，所以加入了啟動(dòng)電路保證系統(tǒng)能夠正常工作；在基準(zhǔn)電壓的輸出端加入了metal-fuse電阻，使其在工藝偏差造成基準(zhǔn)輸出有誤差時(shí)進(jìn)行修調(diào)，調(diào)整輸出基準(zhǔn)電壓。共源共柵結(jié)構(gòu)的電路結(jié)構(gòu)和小信號模型如圖3所示。

圖3 共源共柵結(jié)構(gòu)的小信號模型

基準(zhǔn)模塊電路如圖4所示。其中，P12、P13、P14、P15和N3、N4管構(gòu)成啟動(dòng)電路，上電時(shí)讓系統(tǒng)擺脫零狀態(tài)。當(dāng)VDD開始上電時(shí)，N4首先導(dǎo)通，拉低其漏端的電壓，使其P14、P15管先后導(dǎo)通；N1和N7的柵極電位上升直至導(dǎo)通，N7漏端電位被拉低，P3、P5、P7、P94個(gè)共源管被打開，穩(wěn)定后其柵極由N7漏端電壓偏置；N1漏端電位被拉低，P1、P2、P6、P8、P10導(dǎo)通，偏置電流產(chǎn)生。偏置電流經(jīng)過N2、N3、P12、P13管的鏡像復(fù)制后流過N4管。由于N4管為長比寬大很多的倒比管，其導(dǎo)通電阻很大，所以流過N4其漏端電位開始快速上升，直至P14管進(jìn)入截止，啟動(dòng)電路被關(guān)閉，并且系統(tǒng)正常工作。

為保證運(yùn)放的鉗位效果，運(yùn)放的增益應(yīng)足夠大，本文采用兩級運(yùn)放和共源共柵電流鏡的設(shè)計(jì)以提高增益。第一級運(yùn)放由P5、P6、P16、P17、N5、N6構(gòu)成。其中，P5、P6為尾電流源；P16、P17為差分輸入管；N5、N6為電流鏡做負(fù)載，使雙端輸入變?yōu)閱味溯敵觥7、P7、P8構(gòu)成第二級共源放大級。其中，N7為共源放大管；P7、P8為共源共柵結(jié)構(gòu)的恒流源做負(fù)載，提供大的輸出阻抗以提高增益和增加電源電壓抑制比。

如圖3所示：由于vgs2=-v1且vgs1=0，在輸出節(jié)點(diǎn)對電流求和：

iout+gm2v1+gbs2v1=gds2(vout-v1)

(13)

又因v1=ioutrds1，則可求出輸出小信號電阻：

(14)

其中，η2=gmbs2/gm2。

由于gm2rds2>>1，所以式(14)可化簡為

rout≈(gm2rds2)rds1

(15)

可以看出，共源共柵電流鏡的小信號輸出電阻rO增加到了M1的gm2rds2倍。

第二級共源放大級的增益為

Av=-gmrO

(16)

因此，共源共柵結(jié)構(gòu)使增益提高了gm2rds2倍[8]，運(yùn)放的鉗位效果更佳，使其基準(zhǔn)有更高的精度。同時(shí)，共源共柵結(jié)構(gòu)可以使電流鏡的失配減小gm2rds2倍，加之P4、P11兩個(gè)MOS電容濾除掉電源紋波的干擾，大大提高了電路的電源電壓抑制比。

如圖4所示，依據(jù)上文所述的傳統(tǒng)帶隙基準(zhǔn)原理，運(yùn)放的鉗位作用使得VA=VB，所以：

VBE1=VBE2+R3I

(17)

圖4 帶隙基準(zhǔn)的電路結(jié)構(gòu)

R3I=VBE1-VBE2=VTlnn

(18)

流過R3支路的電流為

(19)

基準(zhǔn)電壓為

(20)

調(diào)整R2與R3的比值大小，即可得到與溫度無關(guān)的基準(zhǔn)電壓。

電阻R4、R5、R6、R7、R8、R15為修調(diào)電阻。其中，R6、R8、R15為阻值很小的金屬熔絲電阻，R4、R5、R7相當(dāng)于被短路，當(dāng)工藝出現(xiàn)偏差導(dǎo)致基準(zhǔn)電壓有誤差時(shí)，可通過大電流燒斷熔絲電阻[9]，使電流流過與其并聯(lián)的電阻，使基準(zhǔn)電壓提高，R4、R5、R7為提前設(shè)計(jì)好的修調(diào)精度，用以保證得到精確的基準(zhǔn)電壓。

1.2 V-I轉(zhuǎn)換與過溫保護(hù)電路

V-I轉(zhuǎn)換原理如圖5所示。基準(zhǔn)電壓產(chǎn)生以后，由于基準(zhǔn)模塊運(yùn)放的高增益，若直接在輸出端并聯(lián)一個(gè)電阻來得到基準(zhǔn)電流，其帶負(fù)載能力較弱，且并聯(lián)在運(yùn)放輸出端的電阻會(huì)分走一部分電流，導(dǎo)致運(yùn)放的輸出電阻和增益下降，使得運(yùn)放虛短的電壓偏差更大，從而影響到基準(zhǔn)電壓的精度。針對基準(zhǔn)模塊運(yùn)放帶負(fù)載能力不足的問題，可在其輸出端再接入一個(gè)緩沖運(yùn)放。因?yàn)檫\(yùn)放具有輸入端虛斷的特性，其輸入電流為0，等效的輸入阻抗為無窮大，不會(huì)對上一級運(yùn)放的輸出造成影響，然后在第二級運(yùn)放的輸出端接上MOS管和電阻，即可得到基準(zhǔn)電流。

圖5 V-I轉(zhuǎn)換原理圖

V-I轉(zhuǎn)換與過溫保護(hù)的電路如圖6所示。V-I轉(zhuǎn)換和過溫保護(hù)模塊的電路依靠VBG與VDD實(shí)現(xiàn)自偏置，VBG產(chǎn)生之后，N9管開啟，流過R9的電流為

(21)

隨后，P18導(dǎo)通，取其漏端電壓作為P20、P21和共源共柵電流鏡共柵管的偏置，調(diào)整R9的阻值即可給其合適的偏置電位。

圖6 V-I轉(zhuǎn)換與過溫保護(hù)電路

圖6中，由N16、N17、P20、P21、P22、P23、N10構(gòu)成緩沖運(yùn)放；C3、R11為密勒補(bǔ)償電容和調(diào)零電阻，用以改善閉環(huán)負(fù)反饋系統(tǒng)的相位裕度。由于運(yùn)放的虛短特性，使得VC=VBG，因此基準(zhǔn)電流為

(22)

R12=K1R++K2R-

(23)

式(23)中，VBG是與溫度無關(guān)的基準(zhǔn)電壓，但電阻R12的阻值卻是有溫度系數(shù)的值。為了降低溫度對基準(zhǔn)電流的影響，R12應(yīng)為一個(gè)具有負(fù)溫度系數(shù)的電阻R-與一個(gè)具有正溫度系數(shù)的電阻R+按一定比例的串聯(lián)，以得到一個(gè)零溫度系數(shù)的電阻R12。其原理與得到零溫度系數(shù)的電壓相同，在此不再贅述。

由P26、P28、P30組成的共源共柵電流鏡即可鏡像基準(zhǔn)電流到其支路做偏置。

過溫保護(hù)功能基于三極管基極-發(fā)射極電壓VBE的負(fù)溫度系數(shù)來實(shí)現(xiàn)。常溫時(shí)，OTP輸出為低電平0，VBN11為高電平1。當(dāng)N11開啟時(shí)R14被短路，基準(zhǔn)電流IREF流過R13產(chǎn)生與溫度無關(guān)的基準(zhǔn)電壓為

VR13=IREF*R13

(24)

常溫時(shí)，VR13小于三極管的開啟電壓為

VON,BE=Vg0+KNT

(25)

其中，Vg0為0°時(shí)的帶隙電壓，KN為VBE的負(fù)溫度系數(shù)。

所以三極管Q3截止，施密特觸發(fā)器的輸入端為高電平，輸出端OTP為低電平。在過溫保護(hù)的臨界溫度TH時(shí)VON,BE=VR13，即：

IREF·R13=Vg0+KNTH

(26)

(27)

將施密特觸發(fā)器視為單輸入輸出且?guī)в袦貐^(qū)間的比較器，可以防止在翻轉(zhuǎn)閾值點(diǎn)附近發(fā)生振蕩。隨著溫度的上升，導(dǎo)通電壓VON、BE慢慢減小，直至VR13使Q3導(dǎo)通。此時(shí)，施密特觸發(fā)器的輸入端電位被拉為低電位，輸出信號OTP為高電平。為了防止熱振蕩的發(fā)生，電阻R14引入了溫度翻轉(zhuǎn)的滯回區(qū)間，輸出OTP為高電平時(shí)，VBN11為低電平，相當(dāng)于電阻阻值R13增大為R13+R14，即與溫度無關(guān)的基準(zhǔn)電壓增加為

VR13+VR14=IREF·R13+IREF·R14

(28)

所以，當(dāng)溫度由高向低變化時(shí)，Q3的基極-發(fā)射極電壓VBE需要比原來更高(即溫度比原來更低)Q3才會(huì)關(guān)閉。此時(shí)的溫度翻轉(zhuǎn)點(diǎn)TL應(yīng)滿足：

Vg0+KNTL=IREF·R13+IREF·R14

(29)

(30)

即溫度的正負(fù)翻轉(zhuǎn)點(diǎn)需要有一個(gè)滯回的溫度區(qū)間。因此，可通過調(diào)整R13、R14的阻值，調(diào)整滯回區(qū)間的大小。

2 電路仿真驗(yàn)證

本文基于中芯國際0.18um BCD工藝完成電路設(shè)計(jì)，并利用Cadence軟件對電路進(jìn)行仿真。整體電路結(jié)構(gòu)如圖7所示，圖中灰色的管子N8、N17、P19、P33、P34、P35以及反相器INV4均為控制管，在常溫時(shí)OTP輸出低電平0，使得控制管P管柵極為高電平，N管柵極為低電平，在過溫時(shí)OTP輸出高電平1，通過邏輯模塊使得控制管P管柵極為高電平，N管柵極為高電平，以關(guān)閉模塊。

(1)基準(zhǔn)溫度系數(shù)仿真。在電源電壓為5 V、溫度范圍-50 ℃～120 ℃內(nèi)的情況下，對基準(zhǔn)電壓和基準(zhǔn)電流進(jìn)行溫度掃描，仿真結(jié)果見圖8。由圖中可見，兩者零溫度系數(shù)點(diǎn)都在40℃左右。此時(shí)基準(zhǔn)電壓為1.196 V。在整個(gè)溫度范圍內(nèi)，基準(zhǔn)電壓最大值為1.196 V，最小值為1.195 V，溫漂系數(shù)為5.55 ppm/℃；基準(zhǔn)電流最大值為5 μA，最小值為4.978 μA，溫漂系數(shù)為32 ppm/℃。可以看出基準(zhǔn)電流隨著基準(zhǔn)電壓而變化，電阻的溫度系數(shù)影響被消除。圖9為電源電壓從2.5～5 V變化時(shí)輸出的基準(zhǔn)電壓/電流，基準(zhǔn)電壓、電流的變化跨度分別為18 μA和1.8 nA。表1給出了電源電壓為5 V時(shí)，tt、ss、ff、sf、fs 5種工藝角下基準(zhǔn)的輸出電壓/電流和溫度系數(shù)，可見基準(zhǔn)電流受工藝角偏差的影響較為明顯。

圖8 基準(zhǔn)溫度特性

圖9 不同電源電壓的基準(zhǔn)輸出

表1 不同工藝角的仿真結(jié)果

(2)電源電壓抑制比仿真。電源電壓抑制比表明了輸入電源變化量與輸出變化量的比值，體現(xiàn)了系統(tǒng)對電源噪聲的抑制能力，仿真結(jié)果如圖10所示。在低頻10 HZ時(shí)為91.8 db，頻率為1 KHz時(shí)，PSRR為74.7 db，在42 KHz時(shí)降為45 db，在1.5 MHz時(shí)仍有39.1 db，可見系統(tǒng)可以很好的抑制電源電壓的波動(dòng)。

圖10 電源電壓抑制比仿真結(jié)果

(3) 過溫保護(hù)功能仿真。使用DC遲滯掃描，正向掃描90 ℃～130 ℃，反向掃描130 ℃～90 ℃，可見正負(fù)翻轉(zhuǎn)點(diǎn)為100 ℃和119.2 ℃，符合設(shè)計(jì)要求，仿真結(jié)果見圖11。

圖11 過溫保護(hù)功能仿真

3 結(jié)束語

本文研究并設(shè)計(jì)了一款帶有過溫保護(hù)功能的高精度帶隙基準(zhǔn)源，在不同的電源電壓和工藝角以及較寬的溫度范圍內(nèi)，均具有良好的溫漂系數(shù)和電源電壓抑制比；并基于三極管基極-發(fā)射極電壓VBE的負(fù)溫度系數(shù)設(shè)計(jì)了過溫保護(hù)功能，且具有正負(fù)溫度翻轉(zhuǎn)遲滯區(qū)間，實(shí)現(xiàn)過溫保護(hù)的同時(shí)，防止了熱振蕩的產(chǎn)生。本設(shè)計(jì)能輸出高精度的基準(zhǔn)電壓和基準(zhǔn)電流，并具有過溫保護(hù)功能，能夠廣泛應(yīng)用于各種模擬電路之中。