冰下單載波水聲通信試驗研究

田亞男，張愛國，李 林，朱廣軍，李文君，要 津

(1.哈爾濱工程大學水聲技術重點實驗室，黑龍江 哈爾濱 150001；2.海洋信息獲取與安全工信部重點實驗室（哈爾濱工程大學），工業和信息化部，黑龍江 哈爾濱 150001；3.哈爾濱工程大學水聲工程學院，黑龍江 哈爾濱 150001；4.哈爾濱工程大學青島船舶科技有限公司，山東 青島 266400)

0 引言

近年來，隨著北極地區冰雪的快速融化，各國都希望在北極開辟新航道，并對其海底儲藏的豐富油氣資源進行高效開發和利用。這極大地促進了極區各種應用的發展，其中冰下通信得到了廣泛關注。為了有效控制自主水下航行器(Autonomous Underwater Vehicle,AUV)和無人水下航行器(Unmanned Underwater Vehicle,UUV)并監測海冰的下降趨勢，迫切需要極地冰下通信的支持。在極地冰下環境中，AUV、UUV等在一些科學研究中發揮重要作用[1-3]。同時，北極海冰的覆蓋率逐漸下降，發現并預測海冰融化趨勢對于極區環境監控是十分有必要的[4-5]。常年受冰層覆蓋的影響，北極水域內的軍事、民用等冰下活動需要依靠聲學技術，對于北極冰下的信息交互，水聲通信是最為可取的手段。與開放水域介質不同，冰下介質呈正梯度分布。信號在每次反射時從冰中散射，這意味著傳輸損耗增加且傳播條件變得復雜，使得信號在傳輸過程中嚴重失真[6-7]。

目前，常用的水聲通信技術主要有擴頻技術、正交頻分復用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing,OFDM)技術、單載波技術等。擴頻技術適用于高質量遠距離水聲通信，但是其通信速率一般在幾十比特量級，無法滿足高速率要求[8]。OFDM具有抗多途能力強、頻帶利用率高、通信速率快和實現復雜度低等優點，但它對頻偏和相位噪聲比較敏感，抗多普勒能力弱。而多普勒效應會對子載波間的正交性產生影響，造成子載波的干擾，因此接收端需要通過復雜的算法來解決子載波干擾的問題。同時，OFDM信號的峰值平均功率比很高，信號的傳輸和接收存在一定困難[9]。相比之下，單載波水聲通信技術在抗多普勒頻偏和峰值平均功率比方面具有較大優勢，同時它的傳輸速率能達到千赫茲量級，與擴頻通信相比，通信速率快[10]。單載波水聲通信的這些優勢使其成為當今水聲通信領域的一個研究熱點。

多途時延造成的碼間干擾是影響通信性能的重要因素。在單載波通信中，抑制碼間干擾的研究主要集中在信道均衡技術[11]。信道均衡主要分為頻域均衡和時域均衡[12]。盡管頻域均衡計算量較小，但是它需要插入大量的訓練序列或者導頻序列，嚴重影響了通信速率。因此，本文的研究主要集中在時域均衡上。其中，內嵌鎖相環的自適應多通道判決反饋均衡器(Multi-Channel Decision Feedback Equalization,M-DFE)以其優越的性能被廣泛使用[13-14]。

本文主要通過處理黃海冰下試驗數據研究MDFE在冰下環境中的性能,并比較了遞歸最小二乘(Recursive Least Squares,RLS)和改進比例歸一化最小均方誤差(Improved Proportional Normalized Least Mean Square,IPNLMS)兩種常用的均衡方法。

1 多通道判決反饋均衡器(M-DFE)

多通道判決反饋均衡器(M-DFE)利用不同陣元信號的聯合處理來抵抗水聲多途信道引起的衰落，能夠有效提高系統性能。

M-DFE的結構框圖如圖1所示。在圖1中，yi(n)為不同陣元接收信號，i=1，2，…N，N為接收陣元個數。ai(n)為前饋濾波器抽頭，長度為L1，N個接收陣元的前饋抽頭組成長度為NL1的a(n)。b(n)為反饋濾波器抽頭，長度為L2。a(n)和b(n)構成均衡器總抽頭為w(n)。p(n)為前饋濾波器的輸出，q(n)為反饋濾波器的輸出，d?(n)=p(n)+q(n)為整個均衡器的輸出。

圖1 M-DFE結構框圖Fig.1 Block diagram of M-DFE

在前向濾波的過程中，將相位θ(n)加入到輸入信號中，利用內置鎖相環對隨機相位進行補償。以RLS為例，M-DFE更新過程為：

(1)初始化參數：選擇接收陣元個數N；設定均衡器前饋長度L1和反饋長度L2；n=0時刻均衡器抽頭系數為w=[0 … 0]T；輸入信號相關矩陣的逆為P[0]=δI，其中I為單位陣，δ為常數；λ為遺忘因子。

(2)n時刻更新均衡器抽頭系數：

2 試驗設計及布局

2020年1月15日在黃海北部浮冰區進行了單載波水聲通信試驗。圖2為在發射船拍攝的試驗現場的浮冰情況。具體的試驗布局方案如圖3所示，發射端采用工作頻帶為8～20 kHz的換能器，布放深度約為水下7 m。接收端使用間距為1 m的7陣元自容式接收陣，布放深度為1～7 m。本次試驗中使用的試驗船無破冰能力，為了開展此次試驗，試驗船沿著冰邊緣航行。發射船和接收船之間的水平距離為5.5 km。M-DFE通過多陣元聯合處理來獲得增益，達到更好的均衡效果。同時，陣元數目的增加也會帶來計算復雜度的增加，對通信系統中處理器的運算能力提出很大挑戰。若無特殊說明，文中僅利用2號和3號陣元進行兩陣元M-DFE處理。從下文中的結果可以看到，兩陣元聯合處理能達到較好的均衡性能，同時計算復雜度適中。

圖2 試驗現場的浮冰情況Fig.2 Ice floating scene at the test site

圖3 冰下試驗的布設Fig.3 Layout of under-ice tests

試驗中，發送數據格式如圖4所示，數據由線性調頻序列(Linear Frequency Modulation,LFM)和經過調制后的信息序列構成，其中LFM用于接收信號同步和多普勒測量。每幀中包含50個信息數據塊，每個數據塊中含有1 024個符號。信息符號調制方式包括二進制相移鍵控(Binary Phase Shift Keying,BPSK)、正交相移鍵控(Quadrature Phase Shift Keying,QPSK)和八進制相移鍵控(8 Phase Shift Keying,8PSK)，比特率包括1、2、3、4、6、8和12 kb·s-1，每個數據塊前300個(BPSK、QPSK)或500個(8PSK)符號做訓練序列，剩余符號為數據序列。對于1 kb·s-1的BPSK、2 kb·s-1的QPSK和3 kb·s-1的8PSK，每種調制方式發送2幀；對于2 kb·s-1的 BPSK、4 kb·s-1的 QPSK 和 6 kb·s-1的8PSK，每種調制方式發送3幀；對于4 kb·s-1的BPSK、8 kb·s-1的QPSK和12 kb·s-1的8PSK，每種調制方式發送4幀。

圖4 發送數據格式Fig.4 Data format of sending data

由2號單陣元采集到的信號的時域波形如圖5。從圖中可以看到，接收信號完全淹沒在噪聲中，信號的信噪比小于-5 dB，經過帶通濾波后，帶內信噪比高于5 dB。

圖5 接收信號波形Fig.5 Waveform of received signal

3 冰下水聲信道估計

假設信道非因果部分長度為5 ms，因果部分長度為20 ms。以比特率為4 kb·s-1和8 kb·s-1的QPSK及比特率為6 kb·s-1和12 kb·s-1的8PSK符號為例，，利用最小二乘(Least square,LS)算法得到信道估計結果如圖6和圖7所示。

圖6 不同速率的QPSK、8PSK符號調制方式的2號陣元信道估計結果Fig.6 Channel estimation result of element 2 under QPSK and 8PSK symbol modulation at different rates

圖7 不同速率的QPSK、8PSK符號調制方式的3號陣元信道估計結果Fig.7 Channel estimation result of element 3 under QPSK and 8PSK symbol modulation at different rates

從圖6、7所示的信道估計結果可以看出：(1)信道多途時延可達數十毫秒，接收端需要利用均衡器來克服長多途時延造成的碼間干擾；(2)2號陣元和3號陣元的信道存在差異性，且兩個信道都具有時變、空變特性。為了跟蹤信道的變化，選用自適應均衡器；(3)信道存在非因果和因果部分，這表明當前時刻之前和之后的碼元都會對當前時刻產生影響，為了消除這些影響，采用加入判決反饋的自適應均衡器；(4)信道呈現稀疏特性，信道的大部分能量只集中在少數抽頭上。在均衡器中利用信道的稀疏性可以提高均衡性能。

4 冰下水聲信道均衡

為了消除時變水聲信道帶來的碼間干擾，采用自適應判決反饋均衡技術。均衡器分別采用IPNLMS和RLS算法，其中IPNLMS利用了信道的稀疏特性。根據信道估計結果，設單陣元前饋濾波器長度為30個符號，則兩個陣元M-DFE前饋總長度為60個符號。反饋濾波器長度為30個符號。對于IPNLMS算法，μ=0.2，α=-0.5，δa=δb=10-8。對于RLS算法，遺忘因子λ=0.998 5，初始化參數δ=0.1，二階鎖相環系數為P1=0.000 1，P2=0.000 01。參數的選擇原則是使均衡誤碼性能最優。文中分別利用單陣元均衡和兩個陣元M-DFE聯合均衡，并比較其均衡性能。訓練序列長度為300個符號，統計每幀中落在特定誤碼率區間內數據塊塊的數目作為衡量均衡器性能指標，得到的結果如圖8所示。

圖8(a)～8(h)中，I表示2號單陣元IPNLMS均衡結果，Ⅱ表示2號單陣元RLS均衡結果，Ⅲ表示2號和3號兩陣元聯合IPNLMS均衡的結果，Ⅳ表示2號和3號兩陣元聯合RLS均衡的結果。由結果可以看出：(1)相同傳輸速率的情況下，隨著調制階數的增加，均衡性能下降。(2)相同調制方式時，隨著傳輸速率的增大，系統誤碼率增加。(3)相同調制方式、同等速率下，不同幀之間的均衡效果有差異，這可能與信道的時變性和信噪比有關。(4)無論在何種均衡方式下，兩陣元聯合處理的結果優于單陣元的結果，但這同時帶來了計算復雜度的增加。(5)從統計結果來看，RLS的均衡效果優于IPNLMS的均衡效果，應該注意到的是RLS的復雜度與均衡器長度的平方成正比。在計算復雜度無限制的條件下，利用RLS能達到更好的均衡效果。

由圖6、7可以看出，對于符號率為12 kb·s-1的8PSK信號，信道結構較為復雜，利用單陣元不能正確解碼。此時，比較兩陣元M-DFE(2號+3號)和三陣元(2號+3號+4號)M-DFE對第一幀解碼的性能。與前述情況相比，此時信道結構更加復雜，多途時延更大，需要的均衡器抽頭個數也更多。因此設三陣元M-DFE前饋濾波器的總長度為120個符號，反饋濾波器的長度為30個符號，兩陣元MDFE前饋濾波器長度為80個符號，反饋濾波器長度為30個符號。訓練序列長度為500個符號，均衡器其余參數不變，得到的解碼結果如圖8(i)所示。

圖8 不同情況下的均衡性能比較Fig.8 Comparison of equalization performances under different conditions

圖8(i)中I表示兩陣元聯合IPNLMS均衡的結果，Ⅱ表示兩陣元聯合RLS均衡的結果，Ⅲ表示三陣元聯合IPNLMS均衡的結果，Ⅳ表示三陣元聯合RLS均衡的結果。由該結果可以看出，三陣元MDFE結果明顯優于兩陣元M-DFE的結果。同時應該注意的是，三陣元M-DFE的計算復雜度高于兩陣元M-DFE的計算復雜度。

5 結論

本文主要研究了內嵌鎖相環多通道判決反饋均衡技術(M-DFE)在冰下水聲通信中的應用，重點比較了兩種常用的均衡方法。對黃海冰下試驗數據進行了分析，結果表明，對于不同通信速率的BPSK、QPSK、8PSK符號，利用兩陣元或三陣元M-DFE處理后，解碼性能較單陣元DFE相比均有明顯提升。RLS均衡性能優于IPNLMS均衡性能，但這是以增加系統計算復雜度為代價的。試驗結果表明，在冰下水聲通信中使用M-DFE抵抗多途干擾是有效可行的，這對北極冰下通信具有一定的借鑒意義。