基于DRV8302 的FOC 無刷電機驅動設計

林永龍，李勇峰，嚴成彬，張鎣

（北京理工大學珠海學院，廣東 珠海 519085）

如今科學技術不斷進步，新技術也在不斷提出，無刷電機的控制計算得到飛速發展。其中，以FOC(Field Oriented Control)電機控制算法為主流，使無刷電機應用于更多的領域，如無人機、四足機器人、汽車等[1-5]。文中基于TI 公司的DRV8302 電機驅動芯片與ST 公司的STM32F103C8T6 作為主控，設計了一種FOC 無刷電機驅動方案，為電機控制系統提供一個可行的解決方案。

1 FOC系統設計框架

FOC 又稱磁場定向控制，在電機控制中，通過矢量合成與Park 反變換，將目標矢量映射到αβ坐標系中，得到目標矢量相對初始位置的力矩Uα和磁場Uβ，然后通過Clark 反變換，將Uα和Uβ映射到電機三相線圈abc坐標系上，最后通過SVPWM 算法控制三相逆變電路中的MOS 管，從而產生正弦波電流驅動電機轉動。圖1 所示為FOC 電機驅動方案的整體框架[6-7]。

圖1 FOC電機驅動方案整體框架

2 FOC算法原理

2.1 坐標變換原理

坐標變換是為了更好地控制三相無刷電機，其主要運用Park 變換和Clark 變換，將電機力矩和轉子位置的控制指令映射成三相線圈上的控制電壓，從而達到簡化三相電機控制的目的。

2.1.1 Park變換

Park 變換是平面二軸坐標系通過原點旋轉得到新坐標系的變換，在矢量控制中起到表示矢量旋轉的作用。Park 變換是目前分析同步電機最常用的一種坐標變換之一。

將電機模型抽象成一個平面二軸坐標系，中心點與坐標原點重合。設αβ坐標系為初始坐標系，dq坐標系為跟隨轉子轉動的坐標系。轉動角度為θ，則Park變換和Park反變換分別如式（1）和式（2）所示：

Park 變換將電機的旋轉模型抽象成坐標變換關系，通過矢量分解，將包含角度信息的定子電流[8-9]分解為電機勵磁id和電機轉矩iq。

2.1.2 Clark變換

Clark 坐標變換是平面三軸坐標系通過坐標投影的方法得到二軸坐標系的一種變換。在磁場定向控制中，將電機的力矩與勵磁信息轉換到電機三相電感上，則電機的三相線圈抽象成abc三軸相差120°的坐標系，a軸與α軸重合，在變化前后電流產生的磁場等效且與變化前后線圈電流幅值不變的基本原則上，可以將abc坐標系映射到αβ坐標系，此變換即為Clark 變換。Clark 變換與Clark 反變換分別如式（3）和式（4）[8-9]所示：

2.2 SVPWM算法原理

在三相電壓型逆變電路中，其相電壓依靠于逆變器橋臂上下MOS 管的關斷實現，通過SVPWM 脈寬調制算法控制MOS 管的關斷，可以有效地將目標電壓等效實現在電機線圈上。

2.2.1 空間矢量扇區的確定及判斷

在三相逆變電路中，采用上下橋臂PWM 互補的方法對六個MOS 管的斷開閉合進行控制，使其產生八種不同的基本電壓空間矢量狀態，即U100、U110、U010、U011、U001、U101、U111、U000。八種電壓矢量合成關系如表1 所示[10-12]。

表1 八種電壓矢量合成關系表

為了方便區分扇區，設定U100狀態下矢量合成的方向角度為初始角度0°，U111和U000的合成幅值為零，對MOS 管控制不起作用，因此規定其他六個電壓矢量為基礎電壓空間矢量，以此區分電機的六個扇區。

2.2.2 電壓空間矢量作用時長確定

在FOC 矢量控制中，需要產生一個期望角度和期望幅值的力矩矢量來控制電機運行，由于基礎向量的幅值是固定不變的，因此控制相鄰基礎矢量的作用時長，使其在目標角度所在的對應扇區內，等效產生一個任意幅值的控制矢量。假設一個控制周期的時間為Ts，通過坐標投影的方法將Uβ和Uα映射到相鄰矢量作用時長Tx與Ty上，六個扇區基礎矢量作用時長的計算如表2 所示[10-12]。

表2 六個扇區基礎矢量作用時長的計算表

通過矢量作用時長的計算，可以將電機的轉子角度、磁場和力矩信息成功映射到各基礎矢量的作用時長上，再由單片機控制輸出PWM 的順序與占空比，即可以控制電機以期望的矢量大小轉動。

2.2.3 PWM定時器比較值的計算

基于上述結論，循環切換各個基礎矢量，產生三相PWM 方波，如圖2所示[13-15]。為了減少MOS 管的關斷次數，增加MOS 管的使用壽命，引入零矢量作為周期補充。將零矢量作為矢量切換間的過渡矢量，使得每次切換矢量狀態僅需控制一個MOS 管的關斷。

圖2 六扇區矢量切換效果圖

圖2 中，Tn為零矢量的作用時長，各個矢量作用時間關系為Ts=Tn+Tx+Ty。根據圖2 的時間關系計算得到三個半橋的定時器比較值CCRA、CCRB、CCRC，如表3 所示[13-15]。

表3 定時器PWM比較值列表

至此，通過FOC 電機矢量控制算法，將電機的期望信息轉換成PWM 方波的比較值，最后采用定時器向上計數的方式產生PWM 方波控制MOS 管關斷，以驅動三相逆變電路，使得電機根據期望指令轉動。

3 實驗及其結論

3.1 仿真驗證

結合上述理論與圖1 所示的FOC 框架，將各部分算法模塊化。用Matlab 中的Simulink 仿真平臺進行模型搭建與仿真分析，具體模型如圖3 所示[16-17]。

圖3 FOC仿真模型框架

輸入及PID:輸入參數為勵磁Vd、轉矩Vq、電機期望轉子角度θ、電機電源Udc和PWM 周期Ts。坐標變換反饋的勵磁與轉矩信息構成PID 閉環。

坐標變換：通過PID 輸出勵磁Vd和轉矩Vq，輸入給Park 反變換（式（2））進行坐標旋轉，再通過Clark 反變換（式（4））將二相輸出電壓轉化為三相輸出電壓Ua、Ub和Uc，至此完成輸入端的坐標變換。三相逆變器模塊用于檢測三個橋臂的電流，并將其輸出給Clark 變換模塊（式（3）），再根據其輸出給Park 變換模塊（式（1））最終輸出反饋端的勵磁與轉矩信息，完成PID 閉環。

硬件模擬部分：此部分由SVPWM、三相逆變器和模擬電機構成，SVPWM 在獲取完成轉換的Ua、Ub和Uc后，運用表1、表2 和表3 的結果輸出三相PWM比較值，然后通過定時器計數與比較輸出PWM，使三相逆變器驅動模擬電機。最后通過觀察示波器模塊獲取電機運行狀態信息。

輸入勵磁Vd=0 A，轉矩Vq=20 A，電機電源Udc=12 V，PWM 周期Ts=90 000。仿真結果如圖4-5 所示。從圖4 可以看出，SVPWM 輸出三相的定時器比較值波形為馬鞍波且相位相差120°；從圖5 可以看出，三相電流為正弦波。仿真結果符合預期效果，證明此算法方案的正確性。

圖4 三相PWM比較值波形

3.2 實物驗證

3.2.1 硬件部分

硬件平臺根據系統框架圖1 中的硬部分進行設計，采用TI 公司的DRV8302DCA 作為驅動芯片，采用型號為KND320 的MOS 管組成三相逆變電路。電路原理圖如圖6 所示。

圖6 中，DRV8302 是一款適用于三相電機驅動應用的柵極驅動器集成電路，它提供三個半橋驅動器，每個半橋驅動器可驅動兩個N 溝道金屬氧化物半導體場效應晶體管。該器件最高支持1.7 A 拉電流和2.3 A 峰值電流。DRV8302 可通過具有8～60 V寬工作電壓范圍的單一電源供電，它采用自舉柵極驅動器架構和涓流充電電路來支持100%占空比。DRV8302 在切換高側或低側MOSFET 時，使用自動握手機制，以防止發生電流擊穿。高側和低側MOSFET 的集成VDS 感測用于防止外部功率級出現過流現象[18]。三相逆變電路由六個KND320 型號的MOS 管組成，其擁有專有新溝槽技術，低柵極電荷使開關損耗最小化和快恢復體二極管等特性。MOS 管的主要性能參數如下：Vdss=40V，Id=90 A(25 ℃)，RDS=4 mΩ。在下半橋臂，串聯的0.02 Ω電阻作為采樣電阻，將其與1 nF 電容并聯進行電流濾波。通過SN1、SP1 和SN2、SP21 引腳，使用DRV8302 的兩個對電流進行精確測量的分流放大器進行電流采樣。

采用此硬件方案進行實驗的優點是易驅動、成本低、不易損壞，適合用于實驗驗證。

3.2.2 軟件部分

軟件設計部分采用STM32F103C8T6 芯片，其主頻為72 MHz，其任務為完成式（1）-（4）及表1-3 的數學運算。用定時器輸出PWM 控制MOS 管的關斷，進而完成FOC 磁場的定向控制。檢測DRV8302 采集的電壓作為反饋，并與輸入構成PID 閉環，其軟件流程如圖7 所示。

圖7 軟件設計流程

在空載狀態下，單片機產生PWM 波驅動電機運行，將ADC 采集AB 相的電感電壓輸出于上位機，如圖8 所示。

圖8 電機AB相電壓波形圖

有圖8 可以看出，AB 相電壓波形近似正弦波，且正弦性良好，僅有少許噪點，說明其電機運行狀態表現良好，與仿真結果（圖5）一致，說明理論與實際結合的準確性。

4 結論

通過對FOC 算法進行分析并簡化其輸出表達，采用STM32F103C8T6 芯片與DRV8302 芯片軟硬結合的方式設計了一款簡易電機驅動器，從理論到實踐進行論證。仿真與實驗結果表明，電機運行狀態波形表現良好，證明該方案驅動電機具有良好的性能，具備一定的實用性。