多逆變器并網系統諧振混合阻尼參數設計

(四川水利職業技術學院電力工程學院，四川 崇州 611231)

0 引 言

為了實現“碳達峰、碳中和”目標，需要以風力發電、光伏發電為代表的可再生清潔能源替代傳統化石能源[1]。高比例新能源并網必然需要多逆變器并網。具有良好濾波效果的LCL型濾波器被廣泛用于新能源并網逆變器的輸出濾波。該型濾波器自身存在諧振問題，同時多LCL型逆變器并網后還存在系統諧振問題。對于單臺LCL型逆變器的諧振阻尼研究已經比較深入，取得了比較好的阻尼效果。然而，對于多LCL型逆變器并網系統諧振阻尼方法還在廣泛研討中。文獻[2]通過對比仿真試驗認為對于多逆變器諧振抑制而言，有源阻尼比無源阻尼更勝一籌。各種阻尼方法中被提及較多的方法有改進型有源阻尼法[3—6]、阻抗重塑法[7—10]和有源阻尼器[11—13]。改進型有源阻尼法不產生額外電能損耗，但是控制算法非常復雜。阻抗重塑法的實現需要陷波器與虛擬電阻配合，陷波器只能適應系統諧振頻率非常小范圍的波動；對于大型新能源電場中出現故障，需要調整電網結構因而改變系統阻抗的情況無法勝任。有源阻尼器將新增設備，增加投資，正在理論研究階段，還未大規模投入使用。混合阻尼作為單臺LCL型逆變器諧振抑制策略取得了良好效果[14—15]，并且電容支路串聯無源阻尼電阻搭配電容支路電流反饋的混合阻尼策略研究的也比較成熟。因此，提出基于多臺LCL型逆變器并網系統諧振抑制的混合阻尼參數設計，避免逆變器控制算法變得更加復雜，又不增加新的投資成本，符合工程經濟需求。

1 單逆變器參數設計

1.1 電路拓撲

單逆變器電路拓撲如圖1所示。圖中：Udc為逆變器直流側電壓；S1—S4為電力電子器件；L1、C和L2組成LCL濾波器；Rd為LCL濾波器電容支流上無源阻尼電阻；Lg為電網等效電感；Hi1為電容支路反饋系數，即有源阻尼參數；Hi2為并網電流采集系數；Ug為電網電壓；Gi(s)為電流控制器，采用準比例諧振(quasi proportional resonant,QPR)控制器，其表達式為

(1)

式中：Kp為比例系數；Kr為諧振系數；ωi為截止角頻率；ω0為基波角頻率。

1.2 參數設計

文獻[16]對單臺并網逆變器LCL濾波器參數、電容支路反饋系統和QPR控制器參數設計給出了具體的設計方法。其中，Hi1的取值約束條件如式(2)所示。

(2)

式中:fr為LCL濾波器諧振頻率;fc為環路增益的截止頻率;fSW為開關頻率;PM為相位裕度;GM為環路增益的幅值裕度；Tfo為基波頻率處環路增益的幅值；KPWM為調制系數。

圖1 單臺LCL型逆變器原理

對于阻尼電阻的取值，文獻[17]以損耗為約束條件、濾波效果最好為目標，采用智能算法進行優化獲取。文獻[18]提出臨界無源阻尼參數設計法，還給出了上述混合阻尼結構無源阻尼系數臨界值為0.28。無源電阻Rd的計算式為

(3)

式中:ζPD為無源阻尼系數;ωr為LCL濾波器諧振角頻率;C為LCL濾波器電容。

上述參數的取值是按研究人員的經驗獲得的，不一定是最優值。同時，參數取值的目的是保證單臺逆變器并網穩定性和并網電能質量要求得到滿足，對于多逆變器并網穩定性和并網電能質量而言，這些參數或許還有優化的空間。

2 多逆變器系統諧振機理

多逆變器并網的諾頓等效電路如圖2所示。根據圖1可以得到混合阻尼策略下單臺LCL型逆變器的等效阻抗表達式，如式(4)。根據圖2可以得到多逆變器并網時公共連接點(point of common coupling,PCC)的阻抗表達式，如式(5)；進而得到諧振時PCC點的阻抗表達式，如式(6)。由式(6)可得發生系統諧振時的諧振角頻率表達式，如式(7)。

圖2 諾頓等效電路

(4)

(5)

(6)

(7)

由式(7)可以看出，系統諧振只與LCL濾波器、電網等效電感有關，與電容支路串聯電阻、有源阻尼參數無關。說明在仿真實驗時，同一個系統諧振頻率可以用于由不同串聯電阻和有源阻尼參數組成的試驗組進行試驗。還有研究表明，多逆變器并聯系統中存在多個諧振頻率[19]，為了簡化問題討論難度，下面并不涉及多個并網諧振頻率問題。

3 混合阻尼設計

3.1 動態電網阻抗下阻尼系數分析

文獻[14]給出了單機逆變器并網無源阻尼和有源阻尼的阻尼系數ζPD、ζAD的表達式，如式(8)和式(9)所示。

(8)

(9)

由式(8)可知無源阻尼電阻Rd與無源阻尼系數ζPD成正比。無源阻尼系數ζPD與阻尼電阻Rd、電網等效電感Lg的關系如圖3所示：隨著電網等效電感Lg增加，無源阻尼系數ζPD將減?。徊煌瑹o源電阻參數Rd對應無源阻尼系數ζPD的變化率不同，且隨著電網等效電感增加而減小的變化率也不同。由式(9)可知有源阻尼參數Hi1與有源阻尼系數ζAD成正比。有源阻尼系數ζAD與有源阻尼參數Hi1、電網等效電感Lg的關系如圖4所示：隨著電網等效電感Lg增加，有源阻尼系數ζAD將減小；不同有源阻尼參數Hi1對應有源阻尼系數ζAD的變化率不同，且隨著電網等效電感增加而減小的變化率也不同。

圖3 ζPD、Rd、Lg的關系

圖4 ζAD、Hi1、Lg的關系

雖然，電網等效電感減小時阻尼系數將增大，但是電網等效電感增大時阻尼系數也將減小。在電網等效電感發生波動時，為了盡可能減小阻尼系數波動范圍，阻尼系數變化率取值應盡可能小。將式(8)和式(9)對電網等效電感求微分得到電網等效電感發生變化時無源阻尼系數變化率kPD和有源阻尼系數變化率kAD。式(10)和式(11)說明無源阻尼系數變化率與無源阻尼電阻成正比，有源阻尼系數變化率與電容支路反饋系數成正比。因此，既要實現高阻尼系數，又要降低其對電網等效電感變化的波動，需要合理評估無源阻尼電阻參數和有源阻尼參數取值。

(10)

(11)

3.2 混合阻尼參數設計

混合阻尼的阻尼系數由無源阻尼系數和有源阻尼系數組成，如式(12)所示。

(12)

式(12)也說明無源阻尼和有源阻尼可以單獨考慮。由于有源阻尼方法采用虛擬電阻技術，不會產生額外的能量損耗，單從阻尼系數的角度，電容支路反饋系數取值越大越好；但是，無源阻尼的阻尼電阻要產生電能損耗，它的取值還需進一步權衡，因此，先確定有源阻尼系數，再確定無源阻尼系數?；旌献枘釁档脑O計流程如圖5所示。

針對圖5中無源阻尼參數設計問題，文獻[18]提出的臨界無源電阻設計方法是針對單臺逆變器并網的情況，無源電阻計算式中采用LCL濾波器諧振角頻率無法體現多逆變器并網中并網逆變器數量帶來的影響。多逆變器并網臨界無源阻尼電阻的計算式可以采用式(8)，用系統諧振角頻率替代LCL濾波器諧振角頻率。阻尼系數并不是只針對諧振頻率，采用并網電流總諧波率(total harmonic distortion,THD)與諧波系數(harmonic factor,HF)兩個指標組成的綜合電能質量指標，再考慮無源阻尼電阻損耗更符合混合阻尼在實際工程應用中的評價。

圖5 混合阻尼參數設計流程

4 仿真實驗研究

根據圖1和圖2在Matlab/Simulink上搭建3臺LCL型逆變器并網仿真試驗平臺。逆變器參數如表1所示[16]。

表1 逆變器參數

根據式(3)和式(8)分別計算單臺逆變器并入弱電網可得無源阻尼電阻值約為2.0 Ω和2.6 Ω。根據式(8)計算3臺逆變器并網無源阻尼電阻值約為3.2 Ω。在Hi1=0.1情況下電網等效電感Lg=0.2 mH的弱電網，沒有電網背景諧波注入的并網電流幅頻特性如圖6所示。由圖6可以看出，優化后臨界無源阻尼電阻對于逆變器并入無背景諧波弱電網的阻尼效果要略微好一些。

對第一章內容中有源阻尼參數Hi1理論計算范圍為0.009～0.200進行仿真驗證后，確定其最小值為0.057才能保證逆變器穩定并網。進行8組仿真實驗，Hi1取值分別為0.06、0.08、0.10、0.11、0.12、0.14、0.16、0.20。電網等效電感Lg=0.2 mH時，可計算系統諧振頻率約為2758 Hz。仿真時，向系統注入3%基波幅值的2758 Hz諧波，得到如圖7所示的仿真結果。從圖7可以看出，各組有源阻尼參數對系統諧振都有抑制效果。Hi1數值越大，抑制效果越好，符合前述理論預期。但是綜合THD和HF兩個指標來看，Hi1=0.11是比較好的選擇。

圖6 無背景諧波下并網電流幅頻特性

圖7 各組有源阻尼參數下并網電流幅頻特性

3臺逆變器并網，注入3%基波幅值的2758 Hz諧波，串聯無源阻尼電阻Rd分別取值0.5 Ω、1.0 Ω、1.5 Ω、2.0 Ω、2.5 Ω、3.0 Ω、3.2 Ω、3.5 Ω。仿真結果如圖8所示。由圖8可知，無源阻尼電阻越大，系統諧振抑制效果越好。優化后的臨界無源阻尼電阻比優化前取得了更好的抑制效果。根據THD和系統諧振抑制效果的綜合電能質量確定混合阻尼參數為Hi1=0.11，Rd=3.2 Ω。但是無源阻尼電阻值越小，損耗越小。從圖9可以看出Rd=1.5 Ω為最優參數。

圖8 各組新增無源阻尼參數下并網電流幅頻特性

為了驗證所設計的混合阻尼參數對電網等效電感發生變化時的抑制效果，再進行3組對比試驗，試驗結果如圖10所示。除了所提方法設計的參數外，另一組參數來源于文獻[15]所述方法。該方法要求無源阻尼電阻盡可能數值取小一點，有源阻尼參數Hi1盡可能取大一點，因此Rd=1 Ω，Hi1=0.2。第一組參數Lg=0.2 mH，諧振頻率約為2758 Hz；第二組參數Lg=1 mH，諧振頻率約為2242 Hz；第三組參數Lg=2 mH，諧振頻率約為1950 Hz。圖10顯示，對于第一組試驗，兩種設計方法所得參數抑制效果相當，而對于第二組和第三組試驗，所提方法設計的參數對系統高頻諧振和低頻諧波取得了更好的抑制效果。

圖9 HF與Rd的關系

圖10 不同Lg混合阻尼效果

注入電網背景諧波(頻率2758 Hz，3%基波輻值)，在0.08 s時刻阻尼策略從無源阻尼(Rd=1.5 Ω)切換到所提混合阻尼(Rd=1.5 Ω，Hi1=1.1)，得到的并網電流波形如圖11所示。該圖顯示所提混合阻尼對系統諧振抑制效果明顯。同時，在阻尼策略切換過程中，逆變器并網穩定性和動態效果較好。

圖11 并網電流波形

5 結 論

上面提出了一種基于多逆變器并網諧振抑制的混合阻尼設計方法，該方法根據無源阻尼系數和有源阻尼系數的特性先后確立有源阻尼參數和無源阻尼參數。相對單臺逆變器而言，該方法可看作混合阻尼參數優化，避免增加逆變器控制復雜度。無需新增設備也有利于降低新能源發電成本。仿真實驗結果表明用所提方法設計混合阻尼參數可以較好地抑制多逆變器系統諧振，并且對系統阻抗變化也具有良好的適應性。所提方法的特點總結如下：

1)相同阻尼效果條件下，所提方法降低了無源阻尼電阻的阻值，減小了電能損耗，為多逆變器并網無源阻尼電阻參數設計提供了理論依據；

2)相比有源阻尼，所提方法不僅優化了THD，還進一步降低了HF，取得了更好的綜合抑制效果；

3)所提方法設計的混合阻尼參數可以良好地適應多逆變器并網阻抗動態變化，為解決系統局部故障、新建或改建系統諧振抑制方面提供了新思路。