基于受激布里淵散射的高精度多微波頻率測量

張先玉, 梁 濤, 安 康

(國防科技大學第六十三研究所, 江蘇 南京 210007)

0 引 言

微波信號參數測量技術在雷達、無線通信、空間探測等領域具有極其重要的作用,微波信號的參數繁多,包括幅度、相位、頻率、調制方式、極化方式等,每種參數均能反應具體的性能指標并包含諸多有用信息。其中,頻率信息是微波信號最為重要的參數之一,廣泛應用于雷達預警、電子戰、電磁感知等領域中。然而,受電子器件的瓶頸限制,傳統的電域微波頻率測量技術一般受限于18 GHz的測量范圍。另一方面,微波光子學技術具有帶寬大、損耗低、重量輕、不受電磁干擾影響等諸多優點,因此利用光子學技術進行微波頻率測量具有極大的技術優勢和應用前景,被視為未來電子戰、雷達、電磁頻譜感知等領域的重要發展方向,得到了大量的關注和研究。

早期的微波光子頻率測量技術主要是利用頻率-幅度映射進行頻率估計,通過一定的光信號處理,將頻率信息映射為光信號或者微波信號的功率,利用映射關系估計出微波信號的頻率信息,此類方法測量范圍大,具有一定的測量精度,但是僅能測量單個微波信息,適用范圍不廣。為實現多頻率微波信號的測量,業界提出并研究了多種頻率-時間映射方案,利用色散介質或者光纖布拉格光柵產生的不同時延差進行不同頻率的測定,但是該類方案分辨率不高且測頻誤差較大。為實現高分辨率高精度多頻率測量,文獻[23]提出了一種基于受激布里淵散射的微波頻率測量方案,利用受激布里淵散射效應將相位調制轉變為強度調制,通過測量微波信號的功率實現微波頻率測量,該方案的測量誤差小于30 MHz。為進一步提高頻率測量的范圍,文獻[24]利用兩個間距為2倍布里淵頻移的泵浦光信號將測量范圍擴大至4倍布里淵頻移范圍,該方案的分辨率為39.93 MHz,測量誤差為1.6 MHz。文獻[25]基于受激布里淵散射針對不同頻段建立了頻率-功率映射和幅度比較函數(amplitude comparison function, ACF),將測頻范圍擴大至38 GHz,但該方案系統復雜,實現成本較高。文獻[26]利用可調激光器產生泵浦光,利用受激布里淵散射效應打破相位調制的邊帶平行從而實現頻率測定,該方案中可調激光器的控制精度制約了測頻精度。進一步地,文獻[27]同時利用了雙階段受激布里淵散射和非線性擬合提高了測頻方案的分辨率和精度,最小分辨率達到18 MHz,測量誤差小于5 MHz,但該方案采用強度調制,載波及邊帶功率大,輸出光功率的增益較小。

為實現高精度多微波信號瞬時頻率測量,提出了一種基于受激布里淵散射的微波頻率測量方案。利用雙平行馬赫曾德爾調制器(dual parallel Mach-Zehnder modulators, DPMZM)對待測微波信號和掃頻信號進行抑制載波單邊帶調制(carrier suppressed single sideband modulated, CS-SSB),利用兩階段受激布里淵散射結構減小布里淵增益的線寬,為避免使用高速光電探測器,方案通過光功率測量實現頻率估計。為進一步提升掃描速度和測量精度,建立了兩階段頻率測量,首先利用較大的掃頻間隔實現頻率粗估計,之后通過建立幅度比較函數進行頻率精估計。另外,本方案通過調整DPMZM的參數,可利用低掃描頻率實現高頻段頻率測量。

1 測頻方案

所提的基于受激布里淵散射的微波頻率測量方案系統模型如圖1所示。

圖1 所提多微波頻率測量方案系統框圖Fig.1 Schematic of proposed multiple microwave frequency measurement scheme

一個可調激光器(laser diode, LD)生成一路光載波信號,之后通過3 dB光耦合器(optical coupler, OC)分成上下兩路光信號。兩路光信號分別通過兩個偏振控制器(polarization controller, PC),之后分別輸入兩個DPMZM調制器中。上下兩個DPMZM調制器分別調制掃描信號和未知微波信號。通過調整參數使兩個DPMZM分別生成兩路CS-SSB信號,上路信號可根據需要設置為上邊帶或者下邊帶CS-SSB信號,下路信號為下邊帶CS-SSB信號。為補償傳輸損耗并控制光功率,將調制后的上路泵浦光信號通過摻餌光纖放大器(Er-doped fiber amplifier, EDFA)進行功率放大。下路信號通過雙階段受激布里淵散射效應結構,單個階段由光隔離器(isolator, ISO)、色散位移光纖(dispersion shift fiber, DSF)、光環形器(circulator)組成。上路信號通過3 dB光耦合器分為兩路信號,分別作為兩階段受激布里淵散射的泵浦光。最后,利用光功率計測量并記錄輸出的光信號功率值,之后通過一定的信號處理得到未知微波信號的頻率估計值。

2 信號調制及頻率粗測量

首先考慮利用DPMZM進行光信號調制,DPMZM的內部結構如圖2所示,該調制器由兩個子調制器MZM1、MZM2和主調制器MZM3組成。其中,MZM1和MZM2具有單獨的射頻信號(radio frequency, RF)輸入端口,各端口輸入信號的相移分別為,,和,3個調制器均有單獨的直流電壓控制端口,和。

圖2 DPMZM內部結構圖Fig.2 Inernal strucure diagram of the DPMZM

由圖2結構可知,DPMZM的輸出光信號可表示為

(1)

式中:和分別表示光載波的幅度和角頻率;和表示調制信號的幅度和角頻率;=(π)為調制深度。

將MZM1和MZM2調制在最小傳輸點,即:π=π,π=π,=+π,=+π。不失一般性,可設定=π。另外,設定=+π2,=π。

將MZM調制器均設置在小信號調制模式,即?1時,高階貝塞爾函數近似為零,此時可得

(2)

由此可知,當=2時,輸出信號為下邊帶CS-SSB調制信號,即:

(3)

而當=-2時,輸出信號為上邊帶CS-SSB調制信號,即:

(4)

圖3為受激布里淵散射過程示意圖及相關的頻率關系圖,其中為光載波頻率值,為布里淵頻移,和表示兩個未知微波信號的頻率。典型地,可考慮0≤≤,≤≤2。圖3(a) 為經過掃描信號調制的泵浦光信號,通過調整光邊帶可實現不同頻段信號的頻率測量。進一步地,通過調整泵浦光信號的功率值,使其超過光纖的受激布里淵散射門限值,即可發生受激布里淵散射效應。圖3(b) 為未知待測信號調制的光邊帶信號,若未知信號的頻率落在泵浦信號的布里淵增益譜內,該光信號的功率即可得到放大。圖3(c) 為受激布里淵示意圖,當泵浦信號和待測信號的頻率滿足一定關系時,即發生受激布里淵散射效應,待測信號的功率得到有效放大,通過測定輸出信號的光功率,即可判斷并計算得到未知信號的頻率值。

圖3 所提多微波頻率測量方案原理示意圖Fig.3 Principle of the proposed multiple microwave frequency measurement scheme

光纖的受激布里淵散射增益可表示為

(5)

式中:為受激布里淵散射增益峰值;Δ為受激布里淵散射線寬;表示相對于受激布里淵散射峰值的頻偏。

由式(5)可知,單階段受激布里淵散射結構增益的半最大帶寬為

(6)

而雙階段受激布里淵散射效應結構的半最大帶寬為

(7)

圖4為單階段和雙階段增益譜的比較,可見,相比單階段布里淵結構,雙階段布里淵結構的線寬減小,這對于提高測頻系統的分辨率和測量精度極為有利。

圖4 單階段和雙階段受激布里淵散射增益譜對比圖Fig.4 Comparison of stimulated Brillouin scattering gain for one and two stages

(8)

若泵浦光為下邊帶CS-SSB調制時,則待測微波信號的頻率為

(9)

所提方案容易實現[0,2]的頻率測量,實際上,該方案通過調整掃描信號的范圍,很容易實現寬頻域的頻率測量,由于本方案中未使用高速光電探測器,該方案的測頻范圍主要受限于調制器的響應帶寬。

另外,該方案依靠掃描信號可實現對多個頻率的測定,因此只有當信號的變化速率小于掃描周期,該方案才能有效截獲并測量所有的未知信號,掃描周期是影響方案有效性的重要參數。為提升掃描速率,需要適當擴大掃頻間隔。為避免信號遺漏,本方案選定Δ2作為掃頻間隔,這樣即可保證總有一個掃描頻率落在[-(Δ)4,+(Δ)4]區間內,實現頻率的粗測量。因此,該方案粗測量的測量誤差為±Δ4。根據文獻[30]可知,光纖的受激布里淵散射線寬在88 MHz左右,即頻率粗測量的誤差為±22 MHz。

3 頻率精測量

由前面介紹的頻率粗測量方案可知,受掃頻間隔的影響,頻率粗測量的精度不高。為提高測量精度,可采用兩種方案:第一種方案是進一步減小掃頻間隔,提高測量精度,但此種方案會導致掃描周期變長,使得方案會遺漏部分變化迅速的微波信號,這對于雷達、電子戰等應用領域往往是難以接受的;另一種方案是通過適當的算法補償,減小頻率測量的誤差。本文選擇通過誤差補償的方式進行頻率精測量。

由式(5)可知,受激布里淵散射增益譜在峰值左右具有單調性,可利用這一特性建立誤差補償映射關系,對粗估計值進行誤差補償。

進一步地,利用輸出光功率的比值,可建立ACF為

(10)

進一步地,可知ACF的測量值為

(11)

通過比較即可得到頻率差值的估計值Δ,可得修正的頻率測量值為

(12)

4 仿 真

為驗證所提方案的有效性,本節利用VPI和Matlab進行實驗仿真驗證。首先利用VPI搭建仿真系統,如圖5所示。激光器的中心頻率為193.1 THz,功率為10 dBm,上下支路均利用DPMZM實現CS-SSB調制,為補償光功率的損耗,上支路通過一個EDFA,增益為20 dB,之后分為兩路作為兩段受激布里淵散射效應段的輸入泵浦光功率。下支路信號通過兩段受激布里淵散射結構段,各段均有光隔離器、DSF光纖及光環形器構成,光纖長度設定為5 km,受激布里淵散射頻移設定為10 GHz,受激布里淵散射線寬設定為100 MHz。最后,改變上支路掃描信號的頻率為0～10 GHz,掃描頻率步長設定為50 MHz,測量并記錄系統輸出的光功率,通過計算得到微波信號的功率值。

圖5 所提多微波頻率測量方案VPI仿真結構圖Fig.5 VPI simulation structure diagram of the proposed multiple microwave frequency measurement scheme

上路DPMZM輸出的信號光譜圖如圖6所示,明顯可見,信號載波得到了有效抑制,一階單邊帶信號比高階邊帶功率高出35 dB,可見輸出的CS-SSB信號質量非常優良。因此,該結構可有效避免載波及其他邊帶引起的布里淵增益,得到虛假的估計值。同時，該結構可得到較大的增益系數,輸出光功率的變化幅度較大,便于進行比較計算。

圖6 CS-SSB調制信號光譜圖Fig.6 Optical spectrum of the CS-SSB signal

不失一般性,假設[0,10 GHz]有兩個未知信號,頻率分別為5.7 GHz和7.8 GHz。假設[10 GHz,20 GHz]有兩個未知信號,頻率為13.2 GHz和18.6 GHz。通過設置偏置電壓,實現泵浦信號上邊帶或者下邊帶CS-SSB調制,掃描信號范圍設定為[0,10 GHz],則對應的輸出光功率的測量值如圖7和圖8所示,從圖7和圖8可見，所提方案能準確捕獲相應的未知信號,所提結構能產生較大的光功率譜增益,利用式(8)和式(9)通過簡單計算即可得到頻率的粗估計值。

圖7 掃描信號為上邊帶CS-SSB調制時的輸出光功率掃描曲線Fig.7 Power values of the output optical signal when the scanning signal is modulated by upper sideband CS-SSB

圖8 掃描信號為下邊帶CS-SSB調制時的輸出光功率掃描曲線Fig.8 Power values of the output optical signal when the scanning signal is modulated by lower sideband CS-SSB

為進一步提高方案的測頻精度,可利用現有的測量值進行頻率測量誤差補償。圖9為ACF的理論值與測量值的對比圖,可見測量值與理論值的吻合度較高。圖10為相應的平均頻率誤差估計值,經過頻率誤差補償后,測頻誤差可限制在±3 MHz內。進一步地,調整未知信號的頻率值,對[0,20 GHz]頻段的未知信號進行測頻,掃描信號范圍為[0,10 GHz],通過頻率測量及誤差補償,最終測量結果如圖11所示。可見,該測量方案能利用低頻段的掃頻信號實現高頻段信號的頻率測量,且經過誤差補償后,所提方案的測頻精度較高,能夠實現大范圍高精度的微波信號頻率測量。

圖9 ACF理論值及實驗值對比圖Fig.9 Comparison of the theoretical and experimental values of ACF

圖10 頻率測量誤差示意圖Fig.10 Frequency measurement error diagram

圖11 頻率測量結果與誤差示意圖Fig.11 Frequency measurement results and error diagram

5 結 論

本文提出了一種基于受激布里淵散射的高精度多微波頻率測量方案,利用DPMZM分別實現待測信號和掃描信號的CS-SSB調制,利用雙階段受激布里淵散射結構減小布里淵線寬。為避免使用高速光電探測器,所提方案通過測量輸出光功率值實現信號頻率的粗測量。另外,通過調整DPMZM的參數實現泵浦信號的上邊帶或者下邊帶CS-SSB調制,利用低頻段的掃描信號實現高頻段的微波信號頻率測量,降低了方案的實現難度。為進一步提高測頻精度,通過建立ACF函數對頻率估計值進行誤差補償,進一步降低了算法的測量誤差,方案測頻誤差為±3 MHz。