一種紅外焦平面陣列探測器的新型非均勻性校正電路*

陳力穎，王慧雯，李 勇，高竹梅

(1.天津工業大學電子與信息工程學院，天津 300387；2.天津工業大學天津市光電檢測技術與系統重點實驗室，天津 300387；3.臺州國晶智芯科技有限公司，浙江 臺州 318014)

紅外成像系統主要由非制冷紅外探測器陣列(Infrared Focal Plane Array，IRFPA)[1]和讀出集成電路(Readout Integrated Circuit，ROIC)[1]組 成。IRFPA常用的探測器包括微測輻射熱計(Micro-Bolometer)和熱釋電探測器兩種，前者具有不需要輻射調制、可以對輻射作絕對測量等優點，成為當前IRFPA 研究的主要方向。 紅外焦平面陣列的功能是將紅外輻射轉換成可測量的電信號[2]，是IRFPA技術的核心，也最具發展活力，其結構如圖1 所示。由于技術的限制，IRFPA 的探測器元件之間存在很多差異，如電阻、導熱系數、熱容等紅外吸收參數不同，即非均勻性(Non-Uniformity，NU)[3]。 由于非均勻性限制了IRFPA 的發展，需要加入調節模塊對讀出電路進行非均勻性校正，常見的非均勻性的校正方法目前分為兩大類，一類是基于定標的校正方法[4]，主要有一點校正法、兩點校正法以及多點校正法；另一類是基于場景的校正算法[4]，主要有恒定統計法、時域高通濾波法以及神經網絡算法等。片外進行非均勻性的校正會減小紅外探測器的動態范圍，所以非均勻性可以在信號讀出階段或者系統內部進行片上非均勻性校正[5]。

圖1 紅外焦平面陣列讀出電路結構圖

紅外探測器產生非均勻性的原因多種多樣，外界環境和探測器自身的影響都會產生非均勻性[6]。產生非均勻性的自身因素主要是讀出電路內部產生的[7]，在非制冷紅外探測器中，IRFPA 明像元陣列的明像元電阻由于受到紅外輻射，引起自身溫度變化，阻值會發生相應的變化，由于制造工藝的不同，盲像元電阻值不隨溫度變化，這樣就會引起明盲像元支路電流差發生變化，從而積分電流產生變化，再通過電容反饋互導放大器(Capacitance Trans-impedance Amplifiers，CTIA)轉換為電壓輸出引起輸出電壓值的不穩定[8]。 為了更加準確地消除探測器內部的非均勻性，本文設計了一種在信號讀出階段進行非均勻性校正的電路，根據非均勻性產生的原因進行片上非均勻性校正，利用共源共柵電流鏡能夠減小MOS 管溝道長度調制效應的原理，在單位像元電路中加入共源共柵電流鏡提高電流精度[9]，并且加入放大器負反饋電路進一步降低電路的非線性失真情況[10]，從而調節明盲像元電流差，進而調節積分電流的大小來進行片上的非均勻性校正，有效降低了非均勻性對工作電路的影響。

1 電路結構設計以及工作原理

圖2 為新型非均勻性校正電路原理圖，由共源共柵電流鏡組成的補償電流電路產生的補償電流補償給比例電流支路，使比例電流支路產生可以控制的比例電流送給放大器負反饋結構，放大器負反饋結構產生的校正電流用于單位像元電路中的明盲像元陣列，使CTIA 產生更準確的輸出信號。

圖2 非均勻性校正電路原理圖

新型非均勻性校正電路結構如圖3 所示，VSK1、VGSK1、VGFID 為模擬電壓信號，M0 ～M9 以及R0～R3 構成補償電流產生電路，M10 ～M18 以及三個傳輸門構成比例電流支路，放大器負反饋結構與明盲像元陣列校正積分電流Integrate＿en、Rst＿en、ROW＿SEL 為數字信號。 其中，Integrate＿en 為使能信號，Rst＿en 為M7 的開關信號，ROW＿SEL 是行頻選信號，Testn 和Testp 為測試模式使能信號。Integrate＿en 信號是由Mn6 的關斷來控制，在明盲像元電路中，ROW＿rel 信號在Integrate＿en 有效之前選通，在Integrate＿en 無效時關斷。 Mn1 用來調整有效像元支路的電流值大小，Mn2、Mn3 作為行選擇開關，Mp2 用于調整盲像元電流支路電流值，Ra 用于調整明像元支路的電阻值，用來調節明像元點阻值大小，Rb 是盲像元支路電阻，用來調節盲像元電阻值大小。 明盲像元調節偏差范圍為20%，即280 kΩ×20%=56 kΩ。 另外，Rst＿en 作為M7 的開關信號，用來控制積分電容Cint 的運行。

圖3 新型非均勻校正電路結構

在新型非均勻性校正電路中，補償電流的大小如式(1)所示:

在放大器穩定之前，補償電流in傳輸給放大器使其穩定工作，此時in=i5+il，放大器開始穩定工作后，i5≈0，il=in，電路開始進行非均勻校正。 電路通過數字控制電流對像元非均勻性進行檢測并控制非均勻校正電路來補償電流，得到經過非均勻校正后的像元電流為:

另外，負反饋結構的放大器結構與CTIA 放大器結構保持一致，其中R4、R5的阻值相等[11]。

補償電流產生電路工作在亞閾值的MOS 管的工作電流為:

式中:k為MOS 管的寬長比，I0=μCoxV2T(η-1)為特征電流，μn為NMOS 晶體管電子遷移率，Cox為晶體管柵氧化層電容，VT為NMOS 晶體管的閾值電壓[12]。η=(1+Cd/Cox)為MOS 管的亞閾值斜率因子，VT=kT/q。 MOS 管補償電流產生電路中，M8、M9產生的柵源電壓分別如式(4)、式(5)所示，其中，M9管的寬長比是M8管的N倍。

由補償電流支路產生的電流ic按照式(8)的方式復制到三列并聯的比例電流支路。

由于像元電路的電流需要進行實時監測并進行補償，所以需要邏輯電路來控制[13]。 補償電流產生電路最終由傳輸門控制開關來控制輸出補償電流的大小，其相對于單管開關可以降低導通電阻并減小溝道電荷注入效應的影響[14-15]。 本文中的8-bit Flash ADC 輸出三位數字信號D0、D1、D2來控制比例電流支路中的三個傳輸門開關，傳輸門開關互補時鐘由反相器產生。 傳輸門導通電阻如式(9)所示:

經計算，若μpCox(W/L)P=μnCox(W/L)N，那么Ron，eq與Vin無關，相對于單管來說，傳輸門開關的導通電阻變化是很小的，故改變傳輸門的參數對三列比例電流的影響不大。

2 電路仿真結果及分析

2.1 電流支路仿真結果及分析

由式(10)、式(11)可知，對于MOS 管而言，VGS增大，gm增大，NMOS 管漏極電流id，N增大，PMOS 管反之，所以在電壓VG 增大時，三路比例電流減小。

在8-bit Flash ADC、反相器以及數據寄存器正常工作的條件下，D0、D1、D2所在支路的電壓電流值變化狀態圖見圖4，三路電流與電壓VG 的大小緊密相關，并且都隨著電壓VG 的增而減小，故可以通過改變VG 的大小，改變三條支路電流，改變補償電流，從而改變積分電流id。

圖4 D0、D1、D2 控制支路電流隨VG 變化仿真圖

如式(8)所示，比例電流支路按照1 ∶2 ∶4 的比例調節M10、M13、M16或者M11、M14、M17的寬長比，使三路電流按照比例輸出，圖5 為D0、D1、D2控制支路電流瞬態仿真結果圖，非均勻校正電路中補償電流產生電路產生的比例電流i1、i2、i3的值分別為52.1 nA、105.2 nA、210.7 nA，電路中放大器穩定工作后，總補償電流為368 nA，此比例電流支路產生的總補償電流控制傳遞給放大器負反饋電路的補償電流以及傳遞給單位像元電路的校正電流。

圖5 D0、D1、D2 控制支路電流瞬態仿真

2.2 總體電路仿真

新型非均勻性校正電路通過補償明盲像元陣列電流差進而改變積分電流的大小的方法進行非均勻性校正，圖6 為新型校正電路積分電流的瞬態仿真值，積分電流id為44.24 nA。

圖6 新型校正電路積分電流瞬態仿真值

常溫(27 ℃)下新型非均勻性校正電路電壓輸出值如圖7 所示，如圖所示，輸出電壓值為3.81 V，積分時間為255.43 ns。

圖7 常溫下積分電路輸出電壓值

圖8 為不同溫度條件下新型非均勻性校正電路的仿真結果圖，溫度掃描范圍為-40 ℃～120 ℃，電源電壓采用5 V 直流電壓，明盲像元電阻為280 Ω(±20%)，常溫下(27 ℃)，輸出電壓為3.81 V，-40 ℃時，輸出電壓為3.77 V，120 ℃時，輸出電壓為3.87V。

圖8 不同溫度下積分電壓值

基于TSMC 0.18 μm 工藝，由圖6 可知，非均勻性校正電流的積分電流值id明顯增大，使明盲像元陣列的電流差明顯減小，由圖7 可知，在新型非均勻性校正電路工作過程中，CTIA 的輸出電壓值變大，效果變好。 并且，在不同的溫度條件下，CTIA 的輸出電壓值在0.1 V 范圍內波動，且校正后的電壓值大于2.5 V，滿足設計要求。

3 結語

本文新型非均勻校正電路采用共源共柵電流鏡、比例電流支路產生補償電流，采用新型非均勻性校正電路結構進行片上非均勻性校正，積分電路采用CTIA 結構，通過仿真分析得到準確的積分時間、積分電流、積分電壓之間的關系。 常溫下，本文設計的新型非均勻校正電路輸出電壓穩定在3.81 V，積分時間縮短到255.43 ns，在-40 ℃～120 ℃條件下，溫度變化在0.1 V 以內，非均勻性降低到3%以下。