電源嵌入式開關電感Z源并網逆變器設計

郭英軍， 陳藝帆， 李溫馨， 苗曉斌， 王振芳

(河北科技大學電氣工程學院， 石家莊 050018)

在傳統的太陽能光伏系統中，由于兩級升壓結構使成本增加、發電效率降低。為了解決傳統電壓型與電流型逆變器間存在的電壓受直流電壓大小限制、死區時間造成輸出電流的畸變以及直通狀態容易損壞開關器件等問題，彭方正等[1]首次提出了Z源逆變器(Z-source inverter, ZSI)。

ZSI由于其獨特的Z源網絡結構，具有頗多優點，例如允許同一橋臂上下開關管同時導通，無需加入死區時間，增強了逆變器的安全性與可靠性，并且單級就可實現升降壓轉換功能等。但針對其存在的升壓能力低、電容應力大以及存在啟動電流沖擊等不足之處，國內外學者對基于Z源網絡的新拓撲及控制策略展開了深入研究[2-4]。

首先在提升Z源逆變器的升壓能力方面，文獻[5]提出開關電感型Z源逆變器(switched inductor Z-source inverter, SL-ZSI)，將傳統Z源網絡中的兩個電感分別用開關電感單元替代，從而提高拓撲的升壓能力。文獻[6]提出一種改進開關電感型Z源逆變器(improved switched inductor Z-source inver-ter, ISL-ZSI)，用電容代替了開關電感中的二極管，重新整合拓撲，提高了整體的升壓能力，并降低了其中無源器件的電壓應力。

而在降低拓撲中電容電壓應力方面，許多學者也進行了深入研究。例如文獻[7]提出在傳統Z源逆變器的基礎上將直流電源一分為二，分別串入電感支路中，從而使輸入電流紋波更小，在升壓能力不變的同時使電容應力減半，還保持了Z源逆變器原有的對稱性。文獻[8]在傳統準Z基礎上提出一種新型雙電源Z源逆變器拓撲，與原準Z逆變器拓撲相比，具有更嚴格的結構對稱性，高升壓能力及更低的開關電壓應力。文獻[9]通過將直流電源嵌入電路拓撲中電感支路，并重新調整拓撲結構，提高了升壓能力，降低了電容應力，實現了輸入電流的連續性和容錯性。

但是當直流鏈電壓變得更大的同時，電容電壓應力也會隨之上升，這就需要具有更高耐壓能力的電容器，而耐壓水平往往都是與其體積、質量和成本成正比的，勢必會導致成本的增加。因此就需要結合電源嵌入的改進思路，在保持高增益的同時降低電容電壓應力，并解決啟動時沖擊電流過大問題。

現提出一種電源嵌入式開關電感Z源逆變器，不僅使升壓能力得到顯著提升，而且還降低電容電壓應力，解決啟動時的沖擊電流問題，更具有一定的電源容錯能力。

1 電源嵌入式開關電感型Z源逆變器

傳統改進思路之一是將Z源逆變器中的電感元器件替換成開關電感單元或其他級聯形式的升壓單元[10-11]。

以圖1所示的ISL-ZSI拓撲為例。由于將傳統Z源逆變器中的兩個儲能電感換成了兩個準Z單元，在保持結構高度對稱的同時，使得電路拓撲的升壓能力得到了顯著提升。

L1～L4為電感；C1～C6為電容；S1～S6為開關；D1～D3為二極管； Uin為直流電源電壓；Lf為濾波電感；Cf為濾波電容圖1 ISL-ZSI拓撲結構Fig.1 ISL-ZSI topology

但傳統Z源及改進型拓撲本身仍存在啟動電流通路。而電流通路的存在會導致啟動瞬間阻抗網絡的電容電壓值短時間內被充至直流鏈電壓值的一半，然后拓撲中的電感和電容開始諧振，致使阻抗網絡中電感電流與電容電壓大大超過穩態值，從而對逆變器造成損壞。圖2是ISL-ZSI啟動時存在的沖擊電流回路。

圖2 ISL-ZSI啟動時的沖擊回路Fig.2 Start-up shock circuit of ISL-ZSI

1.1 拓撲結構

提出一種新型Z源逆變器拓撲——電源嵌入式開關電感型Z源逆變器，電路拓撲如圖3所示。

U1、U2為直流電源電壓圖3 電源嵌入式開關電感型的拓撲結構Fig.3 Topology of power supply embedded switching inductor

該拓撲將直流電源分為兩部分，分別串入準Z單元的支路當中，使得在不增加器件的同時，保持了原有的升壓能力，讓流過直流電源的輸入電流紋波更小、Z源電容電壓的應力減小，并保持了Z源逆變器的高度對稱性。而且還可以在異常工況下運行，例如單電源開路、短路及雙電源電壓不平衡等。

1.2 工作原理分析

與ISL-ZSI相同，電源嵌入式開關電感型Z源逆變器也是存在直通與非直通兩種工作狀態，為了使拓撲仍然對稱，所以令C1=C2，C3=C4=C5=C6，L1=L2=L3=L4，因此，電感電壓與電容器電壓滿足關系如下。

(1)

式(1)中：UC1～UC6分別為各電容電壓，V；UL1～UL2分別為各電感電壓，V。

拓撲工作原理分析如下。

1.2.1 直通狀態

逆變橋側用導線來代替，負載端被短路，直通狀態下的等效電路如圖4所示。此時二極管D1反向截止，準Z單元中的二極管D2與二極管D3也反向截止；上準Z單元中，電感L1與電容C4串聯，并與電感L2與電容C3串聯后的支路形成并聯結構；下準Z單元中，電感L3與電容C6串聯，并與電感L4與電容C5串聯后的支路形成并聯結構。在此狀態下，由各電容向電感充電。

Udc為直流鏈電壓圖4 直通狀態Fig.4 Pass through status

根據基爾霍夫電壓定律(KVL)可得

(2)

1.2.2 非直通狀態

逆變橋側相當于理想電流源，非直通狀態下的等效電路如圖5所示。此時二極管D1正向導通，準Z單元中的二極管D2與二極管D3也正向導通；上準Z單元中，電感L1與電容C3并聯后，并與電感L2與電容C4并聯后的支路形成串聯結構；下準Z單元中，電感L3與電容C5并聯后，并與電感L4與電容C6并聯后的支路形成串聯結構。在此狀態下，由各電感及直流電壓源向電容和負載放電。

圖5 非直通狀態Fig.5 Non through state

根據基爾霍夫電壓定律(Kirchhoff’s voltage law，KVL)可得

(3)

設開關周期為T，直通占空比為D，則直通時間T1=DT，非直通時間T2=(1-D)T。由于穩態下電感滿足伏秒平衡原理，所以在一個開關周期內，對電感L1進行分析可得

DT(UC1+UC4+Uin)-(1-D)TUC3=0

(4)

化簡后可得電容C3電壓與電容C1電壓直接的關系為

(5)

將式(5)代入式(3)中，可得兩組關系式，電容C1電壓與直流電源Uin的關系，直流鏈電壓Udc與直流電源Uin的關系為

(6)

(7)

綜上所述，可得

(8)

式(8)中：B為升壓因子。

1.3 特性分析對比

由式(8)可知，當直通占空比D為0～0.25時，可實現升壓功能。與ISL-ZSI相比，在獲得相同直流鏈電壓的情況下，電容電壓應力會更小。拓撲的升壓因子、電壓增益以及各電壓應力的特性對比如表1所示。

表1 拓撲的分析對比Table 1 Analysis and comparison of topology

在電壓增益相同的情況下，電源嵌入式拓撲的C1和C2的電容電壓應力會比ISL-ZSI更低，C3、C4、C5和C6的電容電壓應力不變。升壓特性曲線對比如圖6所示。

PV為光伏電池；Uref為光伏電池的參考電壓；MPPT為最大功率跟蹤控制器；D為直通占空比；PI為比例積分控制器；Iabc為并網相電流；Uabc為并網相電壓；Ea、Eb、Ec為電網電壓；PLL為鎖相環；為參考電壓；id、iq分別為逆變器輸出電流的dq軸分量；分別為并網電流的dq軸分量參考指令；ed、eq分別為逆變器輸出電壓的dq軸分量；Vd、Vq分別為dq軸下的參 考電壓；Vabc_ref為三相坐標系下的參考電壓；wt為旋轉坐標系下的角度圖7 并網系統整體控制框圖Fig.7 Overall control block diagram of grid connected system

電源嵌入式的特點是需要兩個電壓為Uin的直流電源，可能會增加一些成本，但對于新能源系統的應用來講，并不是主要問題，只需要重新布線便可實現新拓撲的應用要求。而且在光伏發電中，由于在光伏陣列內部存在反并聯二極管，所以使其在一些異常狀態下也可以運行。

(1)單電源開路或者短路時，由于反并聯二極管的續流，相當于單電源正常工作。

(9)

(2)雙電源電壓不平衡時，拓撲依舊可以穩定運行。

(10)

2 并網系統控制設計

基于電源嵌入式Z源逆變器的光伏并網系統控制框圖如圖7所示。

在光伏系統中，占空比可用于實現光伏板的最大功率點跟蹤[12](maximum power point tracking，MPPT)；同時利用調制指數控制逆變器的輸出功率。兩個獨立的光伏板具有相同的輸入電壓Upv和電流Ipv，它們在相同條件下運行。通過測量Upv和Ipv，可以實現MPPT以產生所需的電壓信號Uref，再通過比例積分(proportional integral，PI)控制器獲得占空比D輸入簡單升壓調制策略中，生成調制脈沖波。

并網系統是由3個閉環部分組成，每個閉環的作用如下。

(1)光伏陣列電壓閉環對占空比進行尋優，進而得到并網系統所需要的最優直通零矢量占空比，以提高系統的發電效率[13]。

(2)電容電壓外環可克服直流鏈電壓檢測困難的問題，根據存在的量值關系控制電容電壓，以實現直流側電壓的穩定輸出。

(3)交流并網電流內環可將光伏發出的直流電能轉化為交流電能，從而實現單位功率并網運行。

3 仿真驗證

為了驗證所提逆變器的優勢及正確性，首先利用MATLAB/Simulink軟件搭建了仿真模型，與ISL-ZSI進行了仿真對比實驗。

拓撲仿真模型如圖8所示。設置直通占空比D=0.2，調制系數M=0.8，開關頻率fs=10 kHz，仿真時間0.25 s，其他仿真參數設置如表2所示。

圖9為直流鏈電壓的仿真結果，可以看出到達穩態時，直流鏈電壓Udc理論值為400 V，實際值390.5 V，考慮到器件的寄生性，得到的輸出電壓實驗結果略低于理論值，與計算結果基本相符，無明顯差異與波動，穩態波形良好。

表2 各元件的仿真參數Table 2 Simulation parameters of each element

Ra、Rb、Rc分別為三相的負載阻抗圖8 嵌入式拓撲仿真模型Fig.8 Embedded topology simulation model

圖10與圖11給出了兩拓撲在電壓增益相同的情況下，直流鏈電壓、電容電壓應力以及啟動沖擊電流的各仿真結果。

圖9 直流鏈電壓Fig.9 DC link voltage

圖10 電容C1、C2電壓應力對比Fig.10 Voltage stress comparison of capacitor C1 and C2

圖11 電容C3～C6電壓應力對比Fig.11 Voltage stress comparison of capacitor C3～C6

從仿真結果中，可以明顯看到ISL-ZSI的C1、C2的電容電壓穩定在232.54 V，而電源嵌入式將其穩定在192.56 V，降低了近40 V。其中，電容C3、C4、C5與C6電壓不變，均穩定在約76.4 V。在相同增益下，明顯降低了電容應力。

而將電源嵌入拓撲內，避開了原有的電流通路，大幅降低了啟動沖擊電流，增強了電源的容錯性與可靠性。啟動沖擊電流對比如圖12所示。

系統并網仿真模型如圖13所示。并網參數如下：光伏陣列的最大功率點電壓350 V，電流100 A，開路電壓400 V，短路電流110 A，Z源網絡中取L1=L2=L3=L4=1 mH，C1=C2=C3=C4=C5=C6=800 μF，濾波器電感Lf=2 mH。

圖12 啟動沖擊電流對比Fig.12 Starting impulse current comparison

PV1與PV2為光伏電池；Upv為光伏電池的實際電壓；ILabc為濾波器Lf處電流；Vabc為未濾波前的三相電壓； Vabc_Phase為相電壓；Pulses為六路脈沖信號圖13 并網仿真模型Fig.13 Grid connection simulation model

將光伏電池光照設置為突變與漸變，在0.5 s時由900 W/m2變化到1 000 W/m2，1 s時由1 000 W/m2變化到800 W/m2，之后設置成微小的漸變光照。仿真結果如圖14、圖15所示。

圖14 直流側母線電壓Fig.14 DC link bus voltage

圖15 并網電壓電流Fig.15 Grid connected voltage and current

圖16 電流畸變率Fig.16 Current distortion rate

由圖14、圖15仿真結果可得，系統可以平穩運行，在達到穩定后，理論計算得直流鏈電壓Udc應在 800 V，而實際在798.2 V，三相電壓理論值應為311 V，而實際值在310.8 V，三相電流理論值應為150 A，而實際在150.5 A，且電壓電流同相位，可以實現單位功率并網。其中，并網電流畸變率(total harmonic current distortion，THD)為1.94%，仿真結果如圖16所示。

4 實驗驗證

為進一步驗證其正確性、有效性，搭建了基于StarSim HIL的硬件實驗平臺，其是由基于NI-PXIe-7868R實時在環系統硬件模擬，如圖17所示。實驗參數與仿真參數設置一致。

實驗結果表明，當系統平穩運行后，直流鏈電壓穩定在794.6 V，三相電壓為310.8 V，并網電流在152.4 A，與仿真結果基本一致。

通過整理數據，考慮到實驗自身損耗，實驗結果誤差在合理范圍以內，驗證了所提逆變器的理論分析和設計的正確性與可行性。

圖17 基于HIL的實驗測試平臺Fig.17 Experimental test platform based on HIL

5 結論

通過將電源嵌入思路引入到Z源逆變器中，提出一種新型Z源逆變器，并由此設計了光伏并網系統，獲得了更好的特性。

(1)在獲得相同電壓增益的同時，降低了電容所受到的應力，從而降低了電容的體積與成本。

(2)由于不再存在啟動沖擊電流回路，且與電源串聯的電感不允許電流發生突變，進而解決了啟動沖擊過大的問題，大幅降低了啟動瞬間的沖擊電流，提高了逆變器的可靠性和安全性。

(3)提高了電源的容錯性，在單電源開路、短路以及雙電源電壓不平衡情況下仍然可以運行，適用于更多復雜場合。

利用MATLAB進行了仿真驗證，證明了拓撲的優勢，搭建了基于HIL的實驗平臺，進一步驗證其有效性。但在各電容峰值等問題方面還可以進一步優化與改進。