基于分時復用原理的多通道探地雷達時序控制模塊設計及應用

王百泉， 劉昌斌， 王 華， 張安學, *， 陳思宇， 謝 韜

(1. 中鐵隧道局集團有限公司， 廣東 廣州 511458； 2. 廣東省隧道結構智能監控與維護企業重點實驗室， 廣東 廣州 511458； 3. 西安交通大學電磁與信息技術研究所， 陜西 西安 710049 )

0 引言

近年來，我國鐵路交通飛速發展，隧道里程量的不斷提高，對隧道的質量檢驗、病害排除以及日常維護工作提出了巨大挑戰[1-2]。 探地雷達 (GPR, ground-penetrating radar)作為一種利用高頻電磁波獲取地下介質分布規律的無損探測設備[3]，是隧道襯砌空洞、裂縫等病害檢測的主流方法，具有快速、分辨率高等優點[4-5]。傳統的單通道GPR通常由時序控制模塊、信號源、收發天線、上位機4部分構成[6]； 多通道GPR則具有多組相關的時序控制電路、窄脈沖信號源和收發天線。GPR的多通道探測一方面可以提高雷達的探測精度、范圍和跟蹤性能，另一方面也可以滿足如三維成像等更為復雜的探測需求[7-8]。

本文涉及到一種多發多收體系的多通道瞬態脈沖型GPR[9]。這種GPR需要考慮多通道同時工作時產生的通道間串擾。盡管GPR的每個通道一般都會設計有屏蔽結構(如鋪設吸波材料)，但是當雷達通道密集分布時，這種強干擾依然無法被有效地消除，從而降低雷達的探測精度。目前，關于消除多發多收體系GPR通道間串擾的文獻較少，可供借鑒的有利用程控多路開關對通道進行快速切換來消除通道間串擾[10]。程控開關具有切換速度快、靈活度高的優勢，但開關本身存在的寄生參數、通道間的電路串擾以及開關切換時引入的高頻噪聲都會影響信號質量，且開關器件的引入會帶來額外的成本和開發難度[11-12]，加之該方法主要以多路復用的方式應用于一發多收體系的GPR中[13]，從結構上很難適用于多發多收系統。也有文獻提及了Sensors & Software Inc.公司的GPR系統通過交錯采集方式實現多通道同時采集[14-15]，但這種交錯采集方式同樣針對的是單發射機系統，不適用于多發多收系統。

本文基于分時復用原理，設計一種瞬態脈沖型多通道GPR時序控制模塊，并成功應用于3頻段6通道隧道病害檢測探地雷達系統，使得雙200 MHz、雙400 MHz以及雙900 MHz通道能在互不影響的前提下同時工作。試驗和測試結果表明，本文提出的時序控制模塊能有效降低6通道GPR系統通道間的串擾并實現GPR 6個通道同時有效工作。

1 6通道探地雷達系統原理及結構

1.1 系統原理

由GPR的基本原理可知[16]，瞬態脈沖型GPR主要通過脈沖信號的發射、接收和采樣實現對介質內部結構分布規律的信息獲取。脈沖型GPR的脈沖信號屬于超寬帶信號，而影響GPR性能的主要因素在于超寬帶信號采樣方案的選取。等效采樣是目前GPR系統中主流的超寬帶信號采樣方法[17]，既比實時采樣易于實現，又能輕易獲得當前實時采樣技術達不到的極高采樣率。

就工作原理而言，單通道GPR與多發多收的多通道GPR完全一樣，主要區別在于多通道GPR的設計需要考慮通道間的協調關系，盡可能降低串擾信號的影響。

1.2 結構分析

根據等效采樣方案的特點，本文提出的6通道GPR系統框圖如圖1所示。

圖1 6通道探地雷達系統框圖

由圖1可知，時序控制模塊主要為系統收發機和采集卡提供相應的控制時鐘。收發機完成脈沖信號的發射、接收、采樣和恢復過程；采集卡對恢復后的低頻模擬信號進行采樣并傳輸至上位機；上位機對接收信號進行實時成像、存儲及后處理；多普勒雷達用于距離采集模式下，按照移動距離觸發探地雷達的數據采集。

將時序控制模塊與采集卡集成到一起作為主機箱，整個系統的結構示意如圖2所示。

圖2 6通道雷達系統結構示意圖

2 時序控制模塊設計

2.1 電路設計

2.1.1 電路結構及功能

為了使多通道探地雷達系統有嚴格的時序控制、較高的脈沖重復頻率和較低的系統功耗，本文的時序控制模塊核心選取了英特爾Cyclone Ⅳ E系列EP4CE10F17C8型FPGA芯片，該芯片可配置50 MHz系統基礎時鐘，在具備并行處理高速信號的前提下，兼具多引腳、高內存、低功耗和低成本的特性，十分適用于多通道系統的開發。

為了在獲得足夠高等效采樣率的同時保證較高的數據刷新速率，設計每道數據由1 024點構成，波形觀察時窗長60 ns左右。相應地，需要時序控制模塊為采樣單元提供具有60 ps(10 ps精度)步進延時的觸發時鐘，對應等效采樣率約為16.7 GSPS。

考慮到電路焊接出錯率和系統可拓展性，設計時序控制模塊時按照圖2所示預留了2個備用通道。8通道時序控制模塊電路的結構框圖見圖3。

圖3 8通道時序控制模塊電路結構框圖

圖3中，時序控制模塊電路主要包括FPGA控制電路和各通道外圍電路。其中，FPGA控制電路用于完成FPGA芯片的配置； 外圍電路負責各通道輸出信號的調節，包括時鐘同步電路、可編程延時電路和電平轉換電路3個部分。

FPGA控制電路輸出的時鐘1至時鐘8為8路分時復用的同頻時鐘，控制字1至控制字8為8通道可編程延時電路的控制字。

各通道外圍電路完全相同： 同步電路將輸入時鐘分成2條同步時鐘，分別用于脈沖源觸發和ADC觸發； 可編程延時電路為ADC觸發時鐘提供步進時延； 電平轉換電路用于不同電平標準的轉換。每個通道都配置有采集卡觸發時鐘，實際使用時任取1個即可。

2.1.2 電路器件選取

為了實現各個電路的功能，分別選取LTC6957IDD-3TRPB芯片、DS1023S芯片、MC100EP195FA芯片以及SN65EPT21芯片進行通道外圍電路的設計。其中，LTC6957IDD-3TRPB芯片作為雙輸出緩沖器，可以將1路時鐘分為2路同步時鐘；可編程延時電路由步進500 ps的DS1023S和步進10 ps的MC100EP195FA 2種延時芯片級聯得到；SN65EPT21芯片作為差分PECL/LVDS電平到TTL電平轉換器，可以將延時電路輸出的差分PECL電平轉換為采樣單元能夠識別的TTL電平。

最終設計加工得到的8通道探地雷達時序控制模塊PCB(印制電路板)如圖4所示。

圖4 時序控制模塊PCB實物圖

2.2 分時復用

本文利用FPGA的時序管理和約束能力，通過程序分頻和計數定時的方式實現8通道雷達單個脈沖觸發周期內的分時復用，在降低通道間串擾的同時避免了雷達在高速移動時通道探測偏差過大的問題。

2.2.1 分時邏輯及原理

由于時序控制模塊8個通道的輸出電路完全一致，所以只需對圖3中的時鐘1至時鐘8進行分時復用即可。

首先，通過對FPGA芯片進行編程，可以實現對50 MHz基礎時鐘的任意系數分頻，得到時鐘1至時鐘8的基準時鐘，該基準時鐘與時鐘1至時鐘8同頻。然后，利用50 MHz時鐘進行計數定時，對基準時鐘進行單個時鐘周期內的8等分相移，得到8路同頻不同相的輸出時鐘，即時鐘1至時鐘8。

若將時鐘1至時鐘8之間的相位差用時間間隔表示，則相鄰時鐘相位差對應的時間間隔可由式(1)、(2)得到。

(1)

(2)

式(1)—(2)中：fb為分頻后的基準時鐘；f0為50 MHz基礎時鐘頻率；N為分頻系數；t為相鄰時鐘相位差對應的時間間隔；M為通道數；T0為50 MHz基礎時鐘周期。

2.2.2 應用說明

當8通道時序控制模塊的基準時鐘取500 kHz時，分頻系數為100，設置計數定時值為12(接近N/M的最小整數)，則時鐘1至時鐘8相鄰時鐘相位差對應的時間間隔為12個50 MHz時鐘周期； 相應地，時序控制模塊相鄰通道之間的脈沖觸發時鐘、采樣觸發時鐘也具有相同的時序關系。這樣就保證了每個通道的觀察時窗至少相差240 ns，且所有通道的脈沖觸發、采樣觸發在1個基準時鐘周期內完成，使通道間串擾對觀察時窗240 ns以內的雷達回波信號影響較小。根據電磁波傳播速度與介質介電常數的關系，可以得到240 ns對應混凝土(介電常數可取8)介質探測深度約為13 m，適用于絕大多數GPR的應用場景。

已知系統所有觸發信號上升沿有效。根據上述分時復用實現方案，可以得到如圖5所示的FPGA輸出時鐘信號時序。

圖5 FPGA輸出時鐘信號時序示意圖

2.3 集成裝配

根據圖1和圖2所示的系統框架及實物結構，將時序控制模塊應用到6通道GPR系統中，得到如圖6(a)所示的主機箱； 再按照圖6(c)和圖6(d)配置圖6(b)所示的收發機； 最后，利用集束線纜將主機箱和收發機相連，完成6通道GPR系統裝配。

(a) 主機箱結構(b) 收發機整體

3 測試及結果分析

3.1 分時復用功能驗證

3.1.1 觸發時鐘時序驗證

為了驗證8通道時序控制模塊的分時復用效果，需要利用示波器觀察各通道輸出時鐘的時序關系。考慮到模塊的對稱性和示波器通道數限制，將時序控制模塊前4個通道的脈沖源觸發時鐘連接至TDS5104B示波器進行觀察，如圖7所示。

圖7 時序控制模塊分時復用效果測試

通過示波器得到觀測波形，如圖8所示。已知觸發電平設計最大值為5 V，取觸發電平上升沿2.5 V處對應的時刻作為計算通道間延時的參考點，由圖8中各通道畫圖數據得到觸發信號延時差見表1。

圖8 4通道觸發信號時序測試結果

表1 4通道觸發信號延時差

由芯片的數據手冊可知，各個通道的集成電路芯片都存在不完全相同的ns級傳輸延時，并且相鄰通道間延時差的取值范圍在0～10 ns，所以相鄰通道觸發時鐘的上升沿時差并非完全等于240 ns，但誤差不超過5%。結合圖8和表1可知，測試結果與理論計算相吻合，說明分時復用在時序上達到預期效果。

3.1.2 單通道回波信號分析

為了進一步驗證時序控制模塊在多通道雷達系統中的抗串擾效果，選取A、B 2組工作在同一頻段的窄脈沖信號源與收發天線組成2個獨立的測試通道。在2個通道分布緊密的情況下，分別對同時觸發和分時觸發2種工作模式進行對地雷達回波接收測試，具體的測試條件和參數如表2所示。

表2 實驗室測試條件及參數

雙通道對地雷達回波接收測試如圖9所示。

圖9 雙通道對地雷達回波接收測試

脈沖源和時序控制模塊都由外部12 V直流電壓供電，時序控制模塊通過2根同軸線分別實現對A、B通道脈沖源的觸發，產生的高幅值窄脈沖信號由發射天線輻射出去，經由地表及地下介質層反射后被接收天線捕獲，接收波形通過示波器觀察。為避免直耦波淹沒通道間的串擾信號，對測試結果造成影響，A、B通道之間以及A、B通道的收發天線之間都填充有蜂窩狀平板吸波材料。通過調整收發天線距離和吸波材料位置，將直耦波幅值控制在1 V左右。

在上述測試中，A、B通道信號路徑對稱，以A通道接收脈沖信號為觀察對象，利用示波器觀測A通道在A、B通道同時觸發、分時觸發，A通道單獨觸發3種觸發方式下接收脈沖信號的幅度，最終得到的測試結果如圖10所示。

圖10 3種觸發方式下A通道接收脈沖幅值

同時，以A通道單獨觸發時的接收波形為真值，給出2種工作模式下接收波形的絕對誤差值曲線，如圖11所示。

圖11 2種工作模式下接收波形的絕對誤差值

由圖10和圖11可知，A、B通道分時觸發和A通道單獨觸發時，2次的接收波形高度重合，絕對誤差值在±0.1 V，整體起伏小且變化均勻； A、B通道同時觸發和A通道單獨觸發時，2次的接收波形存在明顯差異，絕對誤差值在-0.3～0.4 V，整體起伏較大，且誤差變化趨勢與接收波形變化趨勢在時間上保持一致，說明B通道對A通道造成了較大的串擾。這種串擾會使GPR通道間相互影響，降低GPR工作穩定性，造成雷達回波數據的不可靠，從而影響雷達通道的探測精度。

3.1.3 雙通道回波信號分析

為了進一步驗證分時復用降低通道串擾的工作原理，利用示波器同時觀測A、B 2個通道接收到的脈沖信號如圖12所示。

圖12 分時復用雙通道接收脈沖幅值

先考慮B通道對A通道的影響。由圖12可知，當B通道接收天線接收到對應脈沖源產生的脈沖信號時，A通道接收天線也會接收到一個幅值較小的脈沖信號，且2個脈沖信號幅值隨時間的變化趨勢相同。此時，幅值較小的脈沖信號即為B通道對A通道產生的串擾信號。又由于2個通道的脈沖源采用分時復用的方式觸發，串擾信號與A通道接收的有用脈沖信號存在240 ns左右的時差。由圖10和圖11可知，此時A通道回波的波形特征受到的影響很小。同理，A通道對B通道的作用效果也是如此。

3.2 6通道探地雷達測試

3.2.1 測試條件及參數說明

為測試時序控制模塊在多通道GPR系統應用中的實際效果，將雷達組裝完成后進行了隧道實地測試。測試地點位于陜西省西安市藍田縣東秦嶺平導隧道，該隧道全長12 269 m，寬約3.6 m，內部平坦貫通，部分區域分布有大量病害預埋件。現場環境如圖13所示。

圖13 東秦嶺平導隧道現場環境

測試過程分為單通道測試和多通道測試，涉及200 MHz/400 MHz/900 MHz 3個頻段，具體測試參數如表3所示。

表3中，距離采集由多普勒雷達脈沖觸發，每前進1 cm觸發1次采樣；數據采集軟件和分析軟件為自主研發設計軟件。其中，采集軟件主要具備多通道數據實時成像、存儲和二維圖像調色功能，數據分析軟件主要具備雷達圖像去背景、數字增益、二維濾波等基本功能。

3.2.2 單通道探測性能測試

為驗證雷達通道實際探測性能是否滿足要求，選取隧道側壁一片區域的預埋病害作為雷達系統的測試目標。由于隧道內預埋病害大多埋深較淺(<40 cm)且分布密集(<70 cm)，而200 MHz和400 MHz收發機分辨率較低(取信號半波長為可清晰探測目標的尺寸標準[18])，所以僅對900 MHz收發機進行測試。

設備安裝如圖14(a)所示。測試時，收發機和主機都置于電動軌道車上，收發機天線輻射面正對待測墻面，整個雷達系統平行于待測墻面勻速運行。由于該GPR收發天線為空氣耦合天線，且實際應用時，需要900 MHz收發機與介質分界面保持至少65 cm來滿足載具機械臂支撐結構的力矩要求，所以測試時將收發機與墻體之間的距離調整至65 cm左右。

預埋病害分布如圖14(b)所示，對應編號的病害信息見表4。利用自研的數據采集軟件和處理軟件對雷達回波進行采集處理后，得到的原始處理圖像和目標層位標注圖分別如圖14(c)和(d)所示。

(a) 設備安裝場景

圖14(c)和(d)左右兩側刻度分別代表探測深度(單位： m)和觀察時窗中的對應時刻(單位： ns)，二者都以墻面為參考0刻度，混凝土墻體的介電常數取8。表4中，所有預埋件均為泡沫材料填充，介電常數約為1.5，用于模擬襯砌空洞，橫向尺寸為目標沿GPR運動方向上的尺寸，縱向尺寸為預埋件垂直于墻壁方向上的尺寸，埋深為預埋件離墻面最近距離。

由于GPR探測單個目標的時距關系滿足雙曲線特征，所以對GPR的二維掃描圖像進行數據解釋或圖像識別時，常以雙曲線作為目標匹配模型進行標示。從圖14(d)可以看出，第1個標示區域(從左至右)并不具備明顯的曲線特征，但標示區域兩側圖像存在不連續性且顏色偏淺，說明電磁波經過不連續的介質結構，推測可能是目標對應處；第2個標示區域墻面未封閉，所以靠近墻面處(0刻度處)的圖像存在明顯的斷層，且較深處出現明顯的曲線特征，與實際情況相符合； 第3—6個標注處都存在明顯的曲線特征。根據圖14(d)對應數據，給出各個目標標示靠近0刻度處對應的深度和位置信息見表5。

對比表4和表5，可以確定第1個標示區域對應的是第1個目標的特征圖像，其目標特征不明顯，推測可能是由于局部含水量較高導致電磁波信號衰減過大； 第2個標示區由于墻面未封閉，埋深結果對應預埋件離墻最遠距離(縱向尺寸+埋深)，估計埋深換算成空氣距離為63.6 cm，與實際值62 cm相吻合。此外，通過對比測量值與實際值可以發現，目標病害的深度特征和位置特征雖然相吻合，但具體數值存在較大差距，分析其可能原因包括： 雷達運行路線與墻面不完全平行、數據處理不徹底或處理參數選取不合理、預埋件的實際位置存在誤差、多普勒雷達安裝誤差等。

表4 預埋病害相關參數

3.2.3 多通道探測可行性測試

為驗證系統多通道運行的可行性，選取另一處病害分布區域進行6通道同時工作測試。同樣，為了滿足天線空氣耦合的特性和實際使用時200 MHz收發機對于機械臂支撐結構的力矩要求，現場將所有收發機離墻面距離調整至1.2 m，設備測試場景如圖15所示，探測目標為PVC空管或含水管。

圖15 6通道同時工作測試

對采集數據進行初步處理后，可得到如圖16所示的處理結果。由于隧道內預埋件分布十分密集，導致GPR二維掃描圖像中出現目標曲線混疊不清的狀況。

但從圖16(a)—(d)可以看出，200 MHz和400 MHz收發機數據處理后的雷達圖像中存在明顯的由介質分界面反射產生的圖像特征(見紅色框標示)，且延伸到較深位置，考慮到試驗現場環境簡單，隧道貫通無障礙，推測可能為隧道墻壁深處的斷層結構特征。從圖16(e)、(f)可以看出，900 MHz收發機也存在類似的波形變化，同樣進行了標示，但由于輻射口面與墻面等效電距離較遠，電磁波輻射區域不集中，目標反射波特征不明顯，所以探測效果不佳。盡管如此，在GPR各個通道的數據圖像中，依然保持著圖像的連續性且存在較為明顯的曲線特征(見黃色框標示)，足以說明6通道GPR具備同時進行探測工作的能力。

4 結論與討論

本文基于分時復用原理，設計實現了一種低串擾8通道GPR時序控制模塊，并將該模塊應用于一種3頻段6通道隧道病害檢測系統。測試結果表明，本文所設計的時序控制模塊可以有效降低多通道GPR系統通道間的串擾，保證通道接收信號的穩定可靠，實現對隧道病害的高效探測，對于拓展多通道GPR設計思路和提升隧道病害檢測效率具有一定的指導意義和參考價值。

本文提出的時序控制模塊及其多通道GPR應用除了用于隧道病害檢測，還可拓展至道路病害檢測、礦層厚度分析、未爆彈排除等眾多地下探測領域，具有較為廣泛的應用價值。但結合數據處理和生產實際來看，本文的工作依然存在以下不足：

1)實際選取的測試地點病害分布過于密集，且由于施工誤差的存在，缺乏準確參考。

2)數據處理存在主觀性和技術性不足，未從定量的角度對GPR多通道性能進行深入分析。

3)GPR設備的天線參數、尺寸優化不足，導致收發機體積較大，性能未達到最佳狀態，很難進行推廣應用。

解決以上問題也是后期研究中需要重點考慮和推進的工作。