一種適用于雙極性直流微網的光伏接口變換器

趙國樹，楊 忠，田小敏

(金陵科技學院智能科學與控制工程學院，江蘇南京 211169)

隨著全球能源危機和環境污染的日益嚴重，光伏、風能等分布式發電因其可再生、清潔等優點越來越受到人們的重視。但分布式發電也存在隨機性、間歇波動等缺點。因此，通過微網將新能源接入電網已成為未來的發展趨勢[1-2]。微電網系統包括分布式發電系統、儲能單元、分布式負荷和接口變換器。微電網有直流和交流兩種類型。直流微電網指光伏和儲能單元的輸出均為直流形式，大量負荷也以直流形式獲取電能。與交流微電網相比，直流微電網具有能量轉換少、效率高、成本低、控制簡便等優點。因此，直流微電網在國內外得到了廣泛的研究。

直流微電網可分為單極性微電網和雙極性微電網。與單極直流微電網相比，雙極直流微電網具有以下優點:

(1)當其中一個總線發生故障時，另一個總線可以正常工作；

(2)正常運行時，接地電流接近于零；

(3)在雙極直流微電網中傳輸相同功率時，電流小于單極直流微電網；

(4)雙極直流母線可以提供三個電壓等級，包括兩個對稱的正負壓。

因此，雙極直流微電網系統提供了更高的靈活性、可靠性和效率[3-4]。雙極性微電網中需要采用雙輸出直流變換器作為光伏接口單元。文獻[5]提出了采用平衡控制的雙輸出三電平變換器。在文獻[6]中引入了以Buck/Boost、Cuk、SEPIC 和zeta 為基礎的雙極性電壓變換器，為負載提供雙極性電壓。在文獻[7]中，有學者提出了一種基于SEPIC 和Cuk兩種變換器組合的雙輸出變換器，該變換器具有固有的對稱雙極輸出，不需要平衡控制，但由于變換器的復雜性和組件的數量多，效率性能不佳。

針對雙極直流微電網的結構和特點，本文提出一種基于有源開關電感的雙輸出直流變換器。有源開關電感拓撲結構簡單，兩個電感通過并聯充電串聯放電達到較高的電壓增益，同時輸入輸出電容的箝位使得器件的電流和電壓應力也較低。此外，完全對稱結構的變換器，在負載平衡時不需要復雜控制。本文詳細討論了變換器在不同工作模式下的運行分析和特性，最后在實驗室建立了樣機，給出了仿真和實驗驗證結果。

1 電路拓撲及工作原理

1.1 拓撲結構

所提出的變換器如圖1 所示，電路結構由輸入分壓電容Ci1及Ci2，兩個電感L1及L2和兩個開關管S1和S2構成的有源開關電感，兩個二極管D1及D2，輸出分壓電容Co1及Co2組成。有源開關電感中兩開關管同步工作，達到對兩個電感的并聯充電和串聯放電運行，實現了開關電感的功能，能夠提供較高的升壓能力，滿足光伏接口變換器要求。輸入輸出電容的分壓工作實現了對開關管和二極管的箝位，保證了開關管和二極管電壓應力的均衡，同時變換器易于實現雙極性輸出電壓。所提變換器電路和控制方式簡單，可以實現雙路輸出的對稱工作。

圖1 雙輸出變換器

1.2 連續模式(CCM)下工作模態

在理想情況分析下，做出以下假設：

(1)假設電路中使用的元件是理想的；

(2)電感、輸入輸出電容上下側完全相同。

圖2 為所提變換器在CCM 過程中的主要波形，根據圖3、圖4 所示的等效電路，對CCM 工作模式進行如下分析：

圖2 連續模式下的主要波形

(1)模態1 [t0～t1]。圖3 為開關S1和S2導通時的變換器等效電路。在該模式下，輸入電壓Vin對兩個電感并聯充電，從而電感的電流線性上升，電感兩端的電壓可表示為：

圖3 工作模態1

(2)模態2 [t1～t2]。圖4 所示為S1和S2關斷時變換器的等效電路。該模式下，兩個電感串聯放電，將能量傳輸到負載。此時，電感兩端的電壓為：

圖4 工作模態2

1.3 斷續模式(DCM)下工作模態

斷續模式下，變換器工作存在三種模態。圖5 顯示了DCM 下的主要波形、模態一、模態二和CCM 一樣，主要區別是電感電流斷續之后，也就是tD后，如圖6 所示，此時，負載由VCo1和VCo2供電。

圖5 斷續模式下的主要波形

圖6 工作模態3

2 變換器工作性能分析

2.1 穩態電壓增益

為了簡化分析我們做如下假設：假設電容Ci1、Ci2、Co1、Co2足夠大，輸入、輸出電壓為常量，則

兩種工作模式下都可以根據電感L1和L2伏秒平衡原理列寫以下方程：

化簡式(3)，可知變換器在連續模式下的電壓增益為：式中：D為占空比。

從圖7 中可以看出，變換器的電壓增益相比Boost 變換器具有明顯優勢，可以在更小的占空比下得到相同輸出，更適合于光伏寬電壓輸入的要求。

圖7 提出的電路與Boost電路增益對比

2.2 功率器件電壓/電流應力

由工作原理分析可知開關管和二極管的電壓應力與電流應力相同，均為：

開關管及二極管的電壓應力與占空比關系如式(5)所示。可以看出每個功率器件的電壓應力均低于輸出電壓。圖8 所示為開關管、二極管電壓應力與輸出電壓的比值在不同占空比下的關系。可以看出，隨著占空比的增加，器件應力與輸出電壓的比值也在降低，而傳統Boost 電路的開關管和二極管應力與輸出電壓一致，相比Boost 電路具有功率器件應力上的優勢。因此，相同電路增益下，該電路具有更高的變換效率，同時由于電路結構上的對稱性，其EMI 更小，有利于電路工作穩定性的提升。

圖8 開關管、二極管電壓應力與輸出電壓的比值在不同占空比下的關系

2.3 輸入電流紋波與輸出電壓紋波

圖9 為部分電流波形。根據圖9 所示的電流波形可以求得電感L1、L2的電流、輸入電容Ci1的電流表達式為：

圖9 主要電流波形

則輸入電流表達式為：

可以進一步計算出輸入電流紋波的表達式為：

根據圖10 所示可以計算出輸出電壓紋波的表達式為：

圖10 主要電壓波形

3 仿真與實驗驗證

3.1 仿真驗證

為了驗證理論的正確性，用PSIM 軟件對變換器進行了仿真驗證，參數為:輸入電壓Ui=40 V，電感值L1=L2=200 μH，電容Co1=Co2=1 000 μF，Ci1=Ci2=470 μF，開關管頻率為fs=50 kHz，占空比D=0.75。

圖11 所示為開關管驅動和漏源電壓波形。從仿真波形可以看出，兩開關管電壓波形一致，實現了電壓均衡，電壓應力為160 V，與理論分析一致，器件應力遠小于輸出電壓，有利于選用低應力開關器件。

圖11 驅動與開關管電壓波形

圖12 所示為開關管驅動與二極管電壓波形，開關管關斷時二極管處于導通狀態，二極管電壓應力與開關管一致。

圖12 驅動與二極管電壓波形

圖13 為變換器輸入和雙路輸出電壓波形，兩路輸出電壓為幅值相等的正負電壓，且輸出電壓值與理論分析一致。

圖13 輸入與輸出電壓波形

3.2 實驗驗證

為了驗證理論與仿真的正確及合理性，在實驗室設計了一臺雙輸出變換器原理樣機，實驗參數設置與仿真一致。

圖14 為開關管驅動和漏源極電壓波形，開關管可以實現均壓，耐壓為160 V，與理論分析一致，相比Boost 電路可大幅減小開關管耐壓。圖15 為實驗波形，輸入電壓為40 V 時，得到的輸出電壓Uo1約為+140 V，Uo2約為-140 V，實驗波形與理論分析及仿真完全一致，證明所提變換器可以滿足雙輸出的要求，且正負兩路輸出電壓極性相反，幅值相同，可以滿足光伏接口變換器接入雙極性電網的要求。

圖14 開關管驅動和漏源電壓波形

圖15 輸入輸出電壓波形

4 結論

為實現雙極直流微電網的雙極性電壓輸出，本文提出了一種新型有源開關電感雙輸出變換器。實驗驗證與理論分析均表明該變換器具有以下特點：

(1)相比Boost 電路，該拓撲具有更高的電壓增益和更低的器件電壓應力，相比Boost 電路具有更高效率；

(2)簡單的拓撲結構，結構對稱；

(3)可以提供對稱的雙極輸出電壓，且無需復雜的控制。

所提出的基于有源開關電感的雙輸出變換器為雙極性直流微網光伏接口變換器提供了一種新的思路。