采用SiC 功率器件的直流供電牽引系統電磁干擾分析及其抑制方法

李 華，王夢謙，曹 虎，白旭峰，袁文琦

（中車青島四方車輛研究所有限公司，山東 青島 266031）

近年來，以SiC 為代表的寬禁帶半導體材料的制備、制造工藝迅速發展，使其在電動汽車、光伏、高密度供電電源等領域得到廣泛的應用。隨著高壓、大功率SiC 功率器件的結構設計和制造工藝不斷完善，SiC 功率器件在軌道牽引系統有著極大的應用潛力，德國、法國、日本等軌道交通裝備制造強國均將SiC 功率器件作為下一代半導體，開展相關變流裝置的研制。日本三菱已成功將3 300 V 電壓等級SiC-MOSFET 應用在N700S 高速動車組上［1］。

SiC 功率器件以其特有的低功率損耗、高工作頻率等特性，可進一步減小散熱部件尺寸和質量；通過提高開關頻率，可優化系統電流諧波特性，減小磁芯元件尺寸、質量［2］，從而實現變流裝置的高效化、小型化、輕量化設計。

但采用SiC 功率器件也帶來了一些挑戰，跟傳統Si-IGBT 功率器件相比，SiC-MOSFET 功率器件的開通、關斷時間明顯減小，在其開斷過程伴隨很高的電壓變化率dv/dt和電流變化率di/dt，這就會給系統帶來更高的電磁干擾［3］，如果不針對性研究分析并采取相關抑制措施，不但影響負載的正常工作、縮短其使用壽命，而且對逆變器本身也帶來很大的危害。

文中通過研究SiC-MOSFET 功率器件的開關特性，以及其開關過程伴隨的dv/dt和di/dt，對牽引逆變電路的干擾耦合電路進行分析，并分析SiC-MOSFET 功率器件開斷過程對電機端部過電壓機理的影響。在此基礎上，對SiC 牽引變流器的共模、差模干擾，電機過壓沖擊進行測試。最后，結合理論分析與測試結果，提出適合工程化應用的抑制策略，并通過試驗進行驗證。

1 直流供電牽引系統電磁干擾傳導路徑

對于直流供電的牽引系統，牽引主回路由支撐電容、負載電阻、三相逆變電路和牽引電機組成，其簡化電路如圖1 所示。

圖1 直流供電牽引系統簡化電路

在牽引系統運行過程，三相逆變電路的功率器件相繼交替開通關斷，每次開斷動作都會產生電壓或者電流的快速變化，在此過程中就會產生共模干擾和差模干擾。差模干擾主要由開關過程產生di/dt引起，在回路中產生差模電壓，最終在回路中形成脈動的環路干擾電流。共模干擾主要由開關過程產生的dv/dt引起，快速變化的電壓會作用在系統的各種分布電容上，在逆變器的輸入和輸出端形成環路干擾電流。

1.1 差模干擾回路

結合差模干擾引起機理，基于圖1 牽引系統主回路，可得牽引逆變器T1管和T6管開通關斷時的差模干擾路徑，如圖2 所示。圖中：Vs1、Vs2分別為T1管和T6管開關產生的差模干擾電壓；Z1為功率器件的等效阻抗；Z2為線路的等效阻抗；Z3為輸入電源側的等效阻抗；Z4為負載電機的等效阻抗。

圖2 直流供電牽引系統差模干擾路徑

由圖2 可知，差模干擾電流主要在牽引系統主回路流動，由于差模干擾電壓為高頻信號，當牽引逆變器支撐電容C的阻抗匹配時，差模干擾電流大部分通過支撐電容流回，牽引系統不會對電源側產生很大的干擾，但當支撐電容等效阻抗比較大，遠大于電源側的等效阻抗時，就會出現阻抗不匹配現象，差模干擾會流經電源側等效阻抗低的路徑，這是就可能會對電源側產生較大的干擾。

1.2 共模干擾回路

結合共模干擾引起機理，基于圖1 牽引系統主回路，可得牽引逆變器T6管開通時的共模干擾路徑，如圖3 所示。共模路徑主要有2 條，1 條通過三相逆變器功率器件與散熱片的寄生電容流向大地，最終通過輸入側等效寄生電容Cin流回；另1 條通過電機繞組與外殼、外殼與軸承的等效寄生電容Co2流入大地，最終通過輸入側等效寄生電容Cin流回，這樣共模電流長時間作用在軸承上，就會造成軸承電腐蝕，縮短電機的壽命。

圖3 直流供電牽引系統共模干擾路徑

2 電磁干擾對車輛設備影響分析

2.1 接地回路對車輛其他設備影響分析

對于地鐵車輛，普遍采用第三軌受流，車輛接地線通過接地電阻最終和負線匯合，通過鋼軌回流，如圖4 所示。當牽引逆變器中存在共模干擾和差模干擾時，由上述分析結果可知，干擾電流會通過接地線流入鋼軌，這就會對距離接地回路或鋼軌較近的設備產生電磁干擾，特別是計軸器、BTM天線等敏感設備，當某些頻段下，干擾幅值超過其可承受范圍，就會影響其正常工作，出現應答器信號丟失［4-5］、信號系統紅光帶問題［6］，從而影響列車安全運行。

圖4 第三軌受流地鐵車輛接地回路

2.2 dv/dt 對牽引電機端部絕緣的影響分析

在功率器件在關斷時產生的高dv/dt，會在導線中產生與之上升時間相對應的PWM 脈沖波，電纜傳輸含有高頻信號的PWM 脈沖波時，由于電機端的特性阻抗和電纜的特性阻抗不相等，入射波與反射波的相互疊加，使得電機端出現過電壓。在高頻情況下，電機端的負載阻抗遠遠大于電纜的特性阻抗，電機端可近似地看成是開路狀態，因此當PWM 脈沖波傳輸到電機輸入端時，由于脈沖波近似發生全反射，在電機端形成了2 倍的過電壓現象［7］。研究表明，電壓脈沖上升時間越短，逆變器與電機之間線纜越長，越有可能產生過電壓現象［8］。

GB/T 22720—2《旋轉電機 電壓型變壓器供電的旋轉電機耐局部放電電氣絕緣結構（Ⅱ型）的鑒定試驗》給出不同上升時間和電纜長度導致電壓增加的示例［9］，如圖5 所示，可以看出無窮長的阻抗負載情況是最不利的。

圖5 在不同沖擊上升時間、不同電纜長度下，電機端的最大電壓增加情況

目前，城軌地鐵車輛的牽引電機普遍采用車控方式，牽引逆變器到電機電纜長度可達到10 m甚至20 m。對于SiC-MOSFET 功率器件，電壓上升時間僅有幾十納秒，依據圖5 給出的不同上升時間、不同電纜長度下，電機端部最大電壓增加情況可知，如果城軌牽引變流器采用SiC-MOSFET 功率器件，在電機端部產生的過電壓達到母線電壓的2 倍，長時間過電壓就會導致電機繞組間絕緣受損，降低電機壽命。

3 SiC-MOSFET 和Si-IGBT 開關性能及其應用在三相逆變器中的干擾對比測試與分析

為了進一步研究SiC-MOSFET 應用在牽引變流器中給系統帶來的電磁干擾，同時對比應用Si-IGBT 的牽引變流器的干擾強度，進行相關對比試驗。

3.1 SiC-MOSFET 與Si-IGBT 的開關特性對比

為了便于對比分析，SiC 功率器件選擇某公司1 700 V/300 A 的CAS300M17BM2，Si 功 率 器 件 也選擇相同電壓、電流等級，分別選取2 家公司的CM300DX-34SA 和FF300R17ME4P，如 圖6 所 示。通過雙脈沖測試，對3 種功率器件開通時電流變化率di/dt和關斷時電壓變化率dv/dt進行對比。

圖6 3 種相同電壓、電流等級的功率器件

采用圖7 所示雙脈沖測試電路，直流側電壓設置為750 V，采用相同電感L，設置合適的T1、T2時間，保證在t1時刻電流上升至300 A，電壓關斷波形如圖8 所示，分別測試對比SiC-MOSFET 和Si-IGBT 在t1時刻關斷時電壓的上升時間Tf，并測量最大dv/dt，見表1。

圖7 雙脈沖測試電路

圖8 不同功率器件電壓關斷波形

表1 不同功率器件關斷時電壓變化率

采用圖7 雙脈沖測試電路，直流側電壓設置為750 V，采用相同電感L，設置合適的T1、T2時間，保證在t1時刻電流上升至300 A，電流開通波形如圖9 所示，分別測試對比SiC-MOSFET 和Si-IGBT在t2時刻關斷時電流的上升時間Tr，并測量最大di/dt。

圖9 不同功率器件電流開通波形

在相同條件下（Vce=750 V，Ic=300 A），測試對比SiC-MOSFET 和Si-IGBT 開通時電流的上升時間，以及最大di/dt，見表2。

表2 不同功率器件開通時電流變化率

由測試結果可知，SiC 功率器件CAS300M17 BM2 開通時電流上升僅為34 ns，最大電流變化率di/dt是相同等級Si 功率器件的3 倍，關斷時電壓上升時間僅為59 ns，最大電壓變化率dv/dt是相同等級Si 功率器件的5 倍。由于di/dt和dv/dt是產生電磁干擾主要的原因，SiC 功率器件的差模干擾和共模干擾都較Si 功率器件有了明顯增強。同時，開關過程較大的電壓變化率對電機端絕緣特性提出更高的要求，如果仍采用Si 功率器件的絕緣設計，可能會產生提前絕緣老化的風險，需要系統設計時重點考慮。

3.2 基于SiC 功率器件的牽引變流器和基于Si 功率器件的牽引變流器干擾電壓強度對比

為了對比SiC 功率器件與Si 功率器件電磁干擾強度大小，分別采用 CAS300M17BM2 和FF300R17ME4P 設計牽引逆變器，結構采用相同布局，散熱片、導熱硅脂等回流路徑均采用相同材料。在相同運行工況下，利用隔離高壓探頭對三相逆變模塊的直流輸入側共模電壓和差模電壓頻譜進行測量，測量結果如圖10 所示。

由圖10 測試結果可得，牽引逆變器采用SiCMOSFET 后，在部分頻段上的共模電壓和差模電壓強度比傳統Si 牽引變流器有所提高，主要是體現在1 MHz 以上頻段，在一些轉折頻率點附近，電壓幅值比Si 牽引變流器高出20 dBμV。由2.1 小節可知，與Si 功率器件相比，SiC 功率器件電磁干擾強度的增強主要由于開通關斷時電壓上升、電流上升變快，文獻［10］通過對共模干擾電壓傅里葉分解，進行理論分析得到，上升時間減小主要對高頻帶有影響。試驗結果也與該理論分析相一致。

圖1 0 共模電壓和差模電壓頻譜測試結果

4 基于SiC 功率器件的牽引變流器電磁干擾抑制策略

基于上述理論分析以及測試結果，采用SiC 功率器件CAS300M17BM2 開發了“四合一”牽引變流器，如圖11（a）所示。為了抑制采用SiC-MOSFET對系統帶來的電磁干擾，在箱體進線端設計了一種適合工程化應用的EMI 濾波電路，電路原理如圖11（b）所示。由R、Lx和Cx構成差模濾波回路，濾除回路中的差模干擾。通過2 個Cy電容，減小系統輸入端高頻阻抗，從而有效降低系統對外共模干擾。

圖1 1 基于SiC 功率器件的牽引變流器

為了驗證所提出的濾波電路的有效性，在電磁兼容試驗室對基于SiC 功率器件的牽引變流器按照歐標EN 50121-3-2-2016，對箱體正負輸入端口傳導發射進行測試。牽引系統在額定工況下運行，使用接收機電壓探頭對牽引變流器輸入端口進行測試。

測試結果如圖12、圖13 所示，圖12（a）和圖12（b）分別為EMI 濾波電路增加前后正線輸入端口傳導發射EMC 測試結果，圖13（a）和圖13（b）分別為EMI 濾波電路增加前后負線輸入端口傳導發射EMC 測試結果。

圖1 3 牽引變流器負線輸入端口測試結果

圖1 2 牽引變流器正線輸入端口測試結果

目前，歐標EN 50121-3-2-2016 對傳導干擾電壓幅值大小有明確的限制條件［11］，見表3。由上述測試結果可知，當SiC 功率器件的牽引變流器輸入側沒有增加EMI 濾波電路，正負線傳導干擾強度在300 kHz～3 MHz 的部分頻帶會超過標準限制，當輸入側加裝EMI 濾波電路后，傳導干擾強度明顯減小，測試結果在全頻帶范圍均滿足標準要求，這也驗證了EMI 濾波電路的有效性。

表3 EN 50121-3-2-2016 規定不同頻帶下傳導干擾限值

5 結 論

文中研究了SiC 功率器件應用于直流供電牽引系統中的共模、差模干擾路徑，對SiC 功率器件開關過程電壓快速上升給電機端部帶來的電應力、絕緣老化的影響進行了分析。對SiC-MOSFET 和Si-IGBT 的開關特性以及其應用在牽引逆變器中的干擾進行了測試，開發了“四合一”牽引變流器，并設計了一種EMI 濾波電路，通過EMC測試，驗證了所采用抑制策略的有效性。