基于有限元軟件的開關電源熱分析仿真

吳 錕，林宏翔*，李 輝，楊明亮，張旭燦

（1.惠州學院，廣州 惠州 516007；2.惠州市忠邦電子有限公司，廣州 惠州 516006）

開關電源是一種體重輕，體積小，轉換效率高，更加省電的電源，但是也存在一些缺點，例如：輸出紋波比較大，有較大的電磁干擾，工作噪聲較大，功率元件溫度較高等，所以通常情況下開關電源需要設計一套散熱系統[1]。由于高溫會導致絕緣性能退化，元器件損壞，材料熱老化，低熔點焊縫開裂等諸多問題，因此系統散熱是高功率開關電源必須解決的關鍵技術問題[1]。隨著科技的進步，對開關電源的功率要求越來越高，需要具備更高的穩定性、功率及效率，隨之帶來的就是元器件成本及測試成本的提升，因此開關電源的有限元的熱分析仿真就十分有必要了。通過有限元軟件仿真，計算每個元件的溫度值，使得元器件能更為合理分布在PCB 上，降低開關電源工作溫度及測試成本[2]。根據元器件的數據手冊，我們可以計算出相應元器件的發熱情況，通過與有限元仿真計算結果進行對比，不斷優化有限元仿真的模型提高仿真的精度[3]。

現階段采用的計算開關電源的方法主要是采用相關數據手冊計算出相應的元器件發熱量或對樣品直接進行溫度測量[4]。對于第一種方案，計算過程繁雜且不能得到全系統熱分布情況。對于第二種方案，需要制備電源樣品，測試成本較高，研發周期較長。將理論計算與有限元軟件仿真相結合，進行開關電源熱分析，能大幅度減少計算量，提高計算精度。所以本文采用有限元軟件結合理論計算的方案對開關電源的發熱進行熱分析。

1 150 W 開關電源熱分析方案

本文采用常規元件產熱計算方式和有限元仿真聯合對開關電源進行熱分析[5]。首先確定主要發熱的元器件，對于常規的元器件進行基礎發熱計算，對于復雜度高的元器件采用有限元軟件進行仿真。再將仿真的元器件放入到建立好的開關電源外殼模型內，仿真出整個環境的產熱情況，得出開關電源的產熱分布。通過產熱分布就可以得出元器件擺放位置是否合理，以及元器件能否正常工作。系統內部整體布局如圖1 所示。

圖1 系統內部整體布局

2 150 W 開關電源發熱分析

該電源采用220 V 輸入電壓，輸出為24 V，最大輸出電流為6.25 A。由于當功率接近150 W 時不加散熱殼，無法測試相關元器件的溫度，所以采用24 V，3 A 環境進行測試與仿真。器件的發熱來自于器件本身的損耗，所以發熱嚴重的為大功率器件：MOS 管、肖特基二極管、整流橋和變壓器，而其他的IC 和電阻由于本身的功率不大，所以發熱量較大功率器件可忽略不計，本文研究這幾種大功率元器件產熱的相互作用，得出開關電源各元件的發熱情況和工作環境熱分布情況，進而合理地進行元件選型和優化布局。

3 發熱元器件的溫升計算分析

MOS 管相關參數見表1。

表1 MOS 管相關參數

MOS 管的損耗主要是開通和關閉的過程中，電壓和電流不為0，具有一定的漏電流和電壓而且有一定的延時特性，而這個特性就會產生損耗[6]。（柵極驅動損耗這里暫不考慮）下面是導通損耗的計算過程[1]：

當輸出I0=3.6 A 時，IRMS=0.86 A，Pcond=I2RMS*Rdsw=0.259 W。

T 為總溫度，Tb為環境溫度，Pcond為導通損耗，Pturn為開關損耗。

開關損耗分為開到關之間的損耗和關到開之間的損耗，由于將MOS 管導通曲線看成是近似線性，折算成面積功率，將積分變為0.5 的系數可得出[7]：

選取環境溫度Tb為28℃，最后計算實際溫升：

肖特基二極管產生的損耗由于導通的過程中存在正向壓降會產生功率損耗，在截止過程中同樣也會有漏電流產生，所以也會有一定的關斷損耗，使用到的參數VF=0.9 V，Irp=1 mA，Rθja=50°C/W；以下是損耗的計算過程[1]。

導通損耗：

式中的VF為正向壓降，IF為正向電流。

截止損耗（該處的占空比D 實測為0.625）：

式中的VR為反向電壓，IR為反向漏電流，D 為占空比。

式中的Vfp為正向峰值電壓，Ifp為正向峰值電流，Vrp為反向峰值電壓，tfr為正向恢復時間，f 為肖特基開關頻率，由于tfr的時間很短，截止損耗和開關損耗可忽略，則可知肖特基二極管產生的溫升為：

式中的Rθja為肖特基二極管的熱阻。

整流橋的功率損耗主要在正向壓降處，反向電流只有5 uA，可以忽略，它的正向導通電壓Vf=1 V，熱阻Rθja=26°C/W。

根據公式：

式中的Vf為正向壓降，Rθja為整流橋的熱阻。

變壓器的損耗由銅損耗和鐵損耗構成，鐵耗是磁性材料中由于存在交變或脈動磁場而引起的功率損耗（即會產生渦流產生熱量），一般來說鐵損耗會占電感損耗的10%~30%，銅損是繞組電阻會發熱而導致損耗[1]，由于變壓器的損耗計算方式非常復雜，所以這里采用有限元軟件的物理場仿真解決銅損和鐵損問題[8]。我們通過有限元軟件建立模型，添加電磁場，電路模塊，變壓器相應材料以及固體傳熱模塊，由于電路模塊比較復雜，這里采用生成脈沖電源模型來代替MOS 產生的PWM 波，然后通過多物理場分析，獲取電磁熱和基本的銅損；由于有限元軟件無法計算脈沖電源的磁損耗的熱穩態，這里采用先求解一個周期內的磁損耗，再通過時域到頻域進行擴展，進而求解出穩態的磁損耗。最終仿真出的變壓器上最大溫度為61.516 5℃。變壓器仿真結果如圖2 所示。

圖2 變壓器仿真結果

最后將上述所有數據導入到有限元軟件中，建立整個開關電源模型，添加電阻、電容等材料，選擇固體傳熱模塊和自然對流模型，最終解算出開關電源內的熱分布情況。

根據有限元仿真的結果，我們可以得到各個元器件的溫度值見表2。

表2 仿真及實測溫度數據

對于整流橋和變壓器，實測溫度與有限元仿真結果較為接近，其仿真精度達到相應的要求。然而對于MOS 管和肖特基二極管，實測溫度和有限元仿真溫度具有較大的誤差。其原因在于有限元仿真軟件中，元件處于特定密閉的電源結構環境中，其散熱環境與開放自由空間有所不同，而元件手冊中的熱阻值多為在開放自由空間的平均值，因此兩者的熱阻值存在一定的偏差。因此我們要對MOS 管和肖特基二極管的熱阻值進行進一步的修正。

通過進行以上測試，我們對模型中的熱阻進行計算，獲取了當輸出電流為3.6 A，輸出電壓為24 V 時，每個元器件熱阻的修正值見表3。

表3 修正后的熱阻值

采用修正后的熱阻值再次進行有限元仿真與實測溫度非常接近。修正熱阻值后的系統熱分布有限元仿真結果及實測溫度分布如圖3 所示。修正模型后的溫度數據見表4。

表4 修正模型后的溫度數據

圖3 修正熱阻值后的系統熱分布有限元仿真結果及實測溫度分布圖

4 結論

經過模型參數修正的有限元熱仿真已具有較好的仿真精度，對比有限元熱仿真和實測溫度結果，兩者的溫度已十分接近，誤差控制在5%以內。在此基礎上，我們建立了各個常用元件的熱仿真數據庫，針對不同型號的開關電源產品，可以從熱仿真數據庫中調用對應的元器件，達到快速仿真的結果。該方案可廣泛推廣至不同型號的開關電源，能夠有效降低測試成本、縮短開發周期，對開關電源的研發具有一定的幫助。