基于LCL-LCL/S混合自切換諧振式無線充電系統

郭 星 劉利強 齊詠生 高學金 李永亭

基于LCL-LCL/S混合自切換諧振式無線充電系統

郭 星1劉利強1齊詠生1高學金2李永亭1

（1. 內蒙古工業大學電力學院 呼和浩特 010080 2. 北京工業大學信息學部自動化學院 北京 100124）

為了減少混合諧振式無線充電系統的開關器件和無源元件數量，提高系統輸出功率，同時簡化原、副邊的控制策略，提出一種基于LCL-LCL/S混合自切換諧振式無線充電系統，無需原、副邊通信和增加任何無源元件，僅通過LCL結構的自投切操作更改拓撲網絡來實現無線充電系統恒流恒壓的切換。首先，依靠T型網絡分析恒流或恒壓輸出與輸入阻抗呈純阻性的關系；然后，引入混合型補償網絡數學模型，分析實現系統輸入電流和電壓之間零相角（ZPA）與恒流或恒壓輸出特性的參數配置條件；接著，依據蓄電池充電曲線特征、諧振電流閾值、電壓跳變閾值和耦合系數變化約束，進一步提出一種適用于混合諧振式拓撲網絡參數優化的設計方法，在避免諧振網絡參數經驗選值的局限性導致參數不確定性問題的同時，也為參數選取提供了理論依 據；最后，搭建實驗平臺驗證該方案的可行性與有效性。實驗結果表明，優化諧振網絡參數的無線充電系統具有較好的恒流恒壓輸出特性，系統最大傳輸效率為81%，完全滿足恒流恒壓無線充電需求。

磁耦合諧振式無線電能傳輸 LCL-LCL/S拓撲 參數優化設計 恒流恒壓充電

0 引言

無線電能傳輸可以避免用電設備直接接觸電源，具有安全、可靠和經濟等諸多優點。相比于傳統的有線電能傳輸，避免了外露通電接點和頻繁插拔的缺點，保障了電能傳輸的安全性與可靠性。因此無線電能傳輸的研究具有廣闊的發展前景[1]。

常用的無線電能傳輸技術有磁耦合感應式和磁耦合諧振式等[2]。磁耦合感應式無線電能傳輸（Magnetically-Coupled Inductive Wireless Power Transfer, MCI-WPT）方式，能量傳輸效率低，傳輸距離為mm級，但電路設計簡單，一般用于低成本微功率場合。磁耦合諧振式無線電能傳輸（Magnetically- Coupled Resonant Wireless Power Transfer, MCR- WPT）方式，能量傳輸功率可達幾kW，具有傳輸功率大、傳輸效率高、傳輸距離遠等特點。因此，MCR-WPT技術已經廣泛應用于電動汽車、醫療裝置、機器人充電以及軌道交通的供能等領域[3]。隨著機器人技術的快速發展，機器人正在各領域中扮演著不可或缺的角色。電力行業的發展也不例外，電力巡檢機器人具有安全、可靠和精準等優點，已日漸取代人工巡檢的方式。然而機器人現有的充電方式都是接觸式充電，其存在電火花、漏電和線路老化等弊端，嚴重威脅著電力系統的安全運行。將MCR-WPT技術應用于電力巡檢機器人充電，可以有效解決此類弊端，具有重要的意義，也是目前的研究熱點[4]。

由于機器人需要獨立工作，其供電系統一般采用蓄電池或鋰電池。由典型的蓄電池或鋰電池充電曲線可知，充電過程可以分為恒流充電（Constant Current, CC）和恒壓充電（Constant Voltage, CV）兩個階段[5]。將恒流恒壓充電與無線電能傳輸技術相結合是實現電池安全、可靠充電的保障。

目前基于MCR-WPT的恒流恒壓充電的實現方法大致可分為兩類：一類為動態調節法；另一類為變靜態補償法[6]。動態調節法主要包括在原邊或副邊加入直流-直流（DC-DC）變換電路、移相控制、變頻控制等方式。文獻[7]在原、副邊添加了DC-DC變換電路，系統利用接收端采樣信息反饋控制DC-DC變換器，從而實現對負載的恒流恒壓充電。文獻[8]在恒定頻率下，系統根據采樣信息反饋控制逆變電路開關管驅動信號相位差，通過相位差的變化調節輸出電壓有效值，從而控制恒流恒壓充電。文獻[9]利用諧振電路在不同工作頻率點表現出的不同特性，通過跳頻控制來實現恒流恒壓充電。這些控制方式雖然控制精度高、調節范圍廣，且大多數不占用充電設備有限空間，然而它們都需要原、副邊之間通信，增加了系統控制的復雜度和成本，且進行跳頻控制時，頻率的變化會影響系統的穩定性，有時易引起頻率分裂現象[10]。變靜態補償法主要包含混合補償等方式。具有CC或CV輸出特性的不同無源諧振網絡進行組合，并使用開關進行狀態切換以此實現系統的恒流恒壓輸出。文獻[11]中提出一種基于LCCL-LCCL補償網絡的感應耦合電能傳輸系統，通過頻率控制和開關切換的配合實現鋰電池充電的恒流恒壓切換。文獻[12-16]中在副邊電路增加電容或電感等無源元件，通過切換開關實現系統的恒流恒壓輸出。上述方法中系統所需添加的無源元件和開關數量眾多，不但增加了系統成本，而且諧振網絡參數都是依靠經驗選值，沒有考慮系統的負載特性，很難實現零相角（Zero Phase Angle, ZPA）特性，使得系統輸出效率普遍偏低。

為克服上述問題，本文首先通過結合T型網絡分析恒流型輸出和恒壓型輸出的參數配置條件，并根據恒流型和恒壓型參數配置特點，設計了一種新型的混合自切換諧振式無線充電系統，給出了實現恒流和恒壓切換輸出的條件；然后，根據負載特性和諧振網絡特性對混合式自切換諧振拓撲網絡的參數進行優化設計；最后，搭建了實驗硬件平臺，驗證了參數選擇的合理性和諧振拓撲網絡的有效性。

1 磁耦合無線充電技術

1.1 系統工作原理及組成

無線充電系統結構示意圖如圖1所示，磁耦合諧振式無線充電系統主要包含原邊電能變換裝置和副邊電能感應耦合裝置兩大組成部分。原邊主要包含可調的AC-DC變換電路、高頻逆變電路、諧振補償電路和發射線圈等部分；副邊主要包含接收線圈、諧振補償電路、高頻整流濾波電路、充電負載等部分。首先220V/50Hz市電經可調直流電源輸出穩定的直流電壓；然后經過高頻逆變器輸出高頻交流電，高頻交流電經發射線圈產生交變磁場，經線圈感應耦合與諧振補償后，副邊諧振補償電路輸出高頻交流電；最后輸出的高頻交流電經整流濾波后給負載充電，同時電壓、電流檢測電路實時監測充電電壓和電流的大小，并通過控制器控制開關切換，實現階段式恒流恒壓充電。

圖1 無線充電系統結構示意圖

1.2 T型網絡

T型網絡[17]是分析LCL諧振網絡的重要理論基礎，其等效電路如圖2所示。

圖2 T型網絡拓撲

圖2中，s為電源端恒定電壓，12和3為諧振元件阻抗，L為負載，L為輸出電壓，L為輸出電流。

假設12=、13=、23=、1+2=、1+3=、2+3=，由圖2可得T型網絡的輸入阻抗in為

簡化式（1）輸入阻抗in的方程，其實部與虛部方程分別為

由式（2）與式（3）可得，當=0且=0時，輸入阻抗in虛部為零，呈純阻型，且與負載電阻L的大小無關。

基于二端口網絡理論，假設T型網絡輸入為電壓源，可以求出互導增益iv、電壓增益vv分別為

根據式（4）互導增益方程可得，當=0時，互導增益iv與負載L無關。簡化式（4）可得

由式（6）可知，s的大小不變時，其輸出電流的大小可以通過改變、、的值來進行調節，系統可以實現恒流輸出。

根據式（5）電壓增益方程可得，當++=0時，電壓增益vv與負載L無關。假設1/3，簡化式（5）可得

由式（7）可知，s的大小不變時，其輸出電壓的大小可以通過改變的值來進行調節，系統可以實現恒壓輸出。

假設恒流型輸出為事件Ⅰ，恒壓型輸出為事件Ⅱ，輸入阻抗呈純阻性為事件Ⅲ?；谏鲜鰧型網絡分析可知，事件Ⅲ所發生的條件是事件Ⅰ發生條件的子集；事件Ⅱ所發生的條件與事件Ⅲ發生的條件為互不相容事件。

2 一種新的混合自切換諧振式LCL-LCL/S網絡拓撲

基于第1節分析可知，單純依靠T型網絡所形成的諧振拓撲無法在原邊輸入阻抗呈純阻性的前提下，實現副邊的恒流恒壓輸出。因此，本文結合二階和三階網絡的輸出特性，提出一種混合自切換諧振式LCL-LCL/S的網絡拓撲，如圖3所示為其等效電路。

圖3 LCL-LCL/S諧振網絡拓撲

逆變電路直流側輸入電壓i與輸出電壓s的關系[18]為

圖3中，對于高頻整流電路，當滿足式（9）時，為交流電源周期，此時整流器輸入電壓o、輸入電流o與系統輸出電壓L、電流L的關系[19]為

2.1 恒流模式拓撲

當S1連接1觸點，S2連接3觸點時，副邊諧振網絡拓撲為LCL-LCL型，即恒流模式。假設逆變器移相角為π，則根據功率守恒定律計算所得整流器相關電路的等效電阻eq與蓄電池等效內阻L的關系[20]為

依據以上分析，建立了LCL-LCL型諧振網絡拓撲等效電路，如圖4所示。

圖4 LCL-LCL型系統等效電路拓撲

由式（14）可知，LCL-LCL型系統輸入阻抗in純阻性，可以實現ZPA特性。

基于基爾霍夫電壓定律，可得

將式（16）代入式（15）中，可得系統原邊輸出電流1和副邊輸出電流o分別為

由式（18）可知，當無線充電系統的諧振補償拓撲為LCL-LCL型時，系統的輸出電流與負載等效電阻的大小無關，為恒流型輸出，即系統處于CC模式。

定義副邊輸出電流o與逆變器輸出電壓s之比為iv，即系統的互導增益為

由式（19）可知，CC模式時，系統的互導增益只與耦合系數、諧振頻率以及電感參數有關。

2.2 恒壓模式拓撲

忽略線圈電阻的影響，對副邊串聯電路分析可知，副邊阻抗Sin為

由式（21）可知，LCL-S型系統輸入阻抗in呈純阻性，系統可以實現ZPA特性。

基于基爾霍夫電壓定律，可得

將式（16）代入式（22），可得原邊諧振電流1和系統輸出電壓o分別為

由式（23）可知，無線充電系統的諧振補償拓撲為LCL-S型時，系統的輸出電壓與負載等效電阻的大小無關，系統為恒壓型輸出，即系統處于CV模式。

定義系統輸出電壓o與逆變器輸出電壓s之比為vv，即系統的電壓增益為

由式（24）可知，CV模式時，系統的電壓增益只與耦合系數和電感參數有關。

綜上所述，當S1連接1觸點，S2連接3觸點時，系統諧振拓撲結構為LCL-LCL型，此時系統工作于CC模式；當S1連接2觸點，S2斷開3觸點時，系統諧振拓撲結構為LCL-S型，此時系統工作于CV模式，且開關切換前后諧振頻率相等。因此，通過監測負載端電壓的大小來控制開關S1、S2的工作狀態，可以實現LCL-LCL與LCL-S兩種諧振拓撲結構的切換，從而在恒定頻率下實現CC模式與CV模式的自切換。

3 諧振網絡的參數設計及優化

通過對LCL-LCL/S兩種諧振拓撲的分析可知，依靠副邊LCL諧振網絡的自切換即可實現恒流和恒壓不同特性的輸出，無需增加多余的無源元件和開關，進而可改善系統的輸出特性，使得在實際應用中更為高效。然而，在實際選取諧振網絡的電感和電容參數時，傳統方法依靠經驗選取，沒有具體的理論依據，使得參數選取的不準確性會影響無線充電系統的傳輸功率和效率。因此，需要對諧振網絡的參數進行設計與優化。

3.1 參數設計

典型的蓄電池充電曲線如圖6所示，從圖中看出，電池充電過程主要包括恒流充電和恒壓充電兩個階段。為了保證充電過程的安全可靠性，需要無線充電系統提供恒定的輸出電流和電壓。

圖6 典型的蓄電池充電曲線

圖6中，設max和max分別為CC模式下的最大充電電流及CV模式下的最大充電電壓，即maxL，maxL；其中cc和cv分別為CC模式下的充電電壓及CV模式下的充電電流。

將式（8）、式（10）代入式（23）得原邊直流電壓i為

將式（8）和式（10）代入式（18），并結合式（25）可得，副邊線圈自感2=的值為

由式（16）和式（26）可得電容1及2的值分別為

式（25）～式（27）給出了混合自切換諧振式網絡拓撲LCL-LCL/S的參數設計方法，按照該方法設計的諧振拓撲，能夠實現對蓄電池的恒流恒壓充電，且在整個充電過程中能實現原邊的ZPA特性。

3.2 參數優化

根據系統參數設計方法可知，副邊線圈自感2不受耦合系數的影響，而原邊線圈自感1與耦合系數成正比。因此在固定電感值下，當線圈間距離發生變化或線圈發生偏移時無法實現恒流恒壓輸出。為了保證參數選取的正確性與可行性，本文提出一種適用于混合式諧振網絡拓撲參數優化的設計方法。

該方法依據典型的蓄電池充電曲線特性，對混合式諧振網絡參數進行巧妙設計。

（1）恒流模式。在保持充電電流恒定的前提下，整流濾波后輸出電流不小于最大充電電流max。

（2）恒壓模式。在保持充電電壓恒定的前提下，系統輸出電壓不小于最大充電電壓max。

（3）閾值約束。為了保證充電網絡的安全，防止過充、避免不充等情況，需要給諧振網絡原邊與副邊的諧振電流設定安全閾值。

（4）跳變電壓閾值約束。為了防止混合拓撲結構進行開關切換時引起的電壓沖擊，需要設定電壓切換的閾值，保證平穩的切換。

（5）耦合系數變化約束。為了防止線圈間距發生變化或線圈發生偏移時導致系統無法實現恒壓輸出，需要設定約束范圍，保證電壓的變化率最小。

3.2.1 恒流模式

綜合式（19）和式（28）可得電感量參數2約束為

3.2.2 恒壓模式

綜合式（24）和式（30）可得，電感量參數2約束為

3.2.3 原邊諧振電流閾值

蓄電池充電時，在B或C點處，1達到最大值，之后逐漸減小。因此必須保證諧振網絡的原邊諧振電流不大于其允許的最大值x1，由式（17）和式（23）可得

綜合式（8）和式（32）可得，電感量參數1的約束為

3.2.4 副邊諧振電流閾值

系統運行在CC充電階段時，副邊感應電壓LCLin為

將式（8）、式（17）代入式（34），并結合式（13）可得CC模式下的副邊諧振電流2為

同理，CC模式下副邊諧振電流2需要滿足

同理可知，系統運行在CV充電階段時，系統的互導增益iv為

將式（10）代入式（37）可得，CV模式下的副邊諧振電流為

則CV模式下的副邊諧振電流2需要滿足

綜合式（36）和式（39）可得電感量參數的約束為

3.2.5 切換點電壓跳變閾值

蓄電池從CC模式切換至CV模式時，會造成瞬間的跳變電壓，在實際的蓄電池充電過程中，對電池的損傷較大，嚴重影響電池的使用壽命。因此，為了保證充電過程中充電電壓的恒定，需要確?；旌鲜街C振拓撲切換點處電壓的一致性，即o(CC)=o(CV)。由式（18）與式（23）可得，CC模式下蓄電池等負載的充電電壓o(CC)與CV模式下的充電電壓o(CV)分別為

由于蓄電池等效內阻隨著充電電壓的增大逐漸增大，因此需保證o(CC)≥o(CV)，即副邊線圈自感量需滿足

3.2.6 耦合系數變化約束

實際無線充電過程中，線圈間距與偏移的變化會影響互感，進而導致耦合系數的變化，從而影響系統的功率和傳輸效率。兩組垂直放置的平面圓形線圈，采用極坐標的方式對線圈進行建模并計算互感為

其中

式中，和為極坐標下的參數；1和2分別為發射線圈和接收線圈外半徑；為線圈間距；1和2為線圈匝數。

線圈耦合系數的大小與線圈半徑1、2和匝數1、2成正比，與線圈間距的三次方成反比。因此，線圈間距變化或線圈發生偏移時，耦合系數會發生變化。在實際充電過程中，耦合系數在0.7～0.9之間變化[21-22]。代入式（25）得

綜上可知，結合式（29）、式（31）、式（33）、式（40）、式（43）、式（46）可得，在不同條件下，諧振網絡的電感參數約束范圍見表1。

表1 電感參數約束范圍

Tab.1 Constraint range of inductance parameters

4 實驗設計與驗證

為了驗證所設計的基于LCL-LCL/S混合自切換諧振式網絡拓撲結構的合理性以及無線充電系統恒流恒壓切換的可行性，以蓄電池作為充電負載，對提出的拓撲結構進行了實驗驗證，并對諧振網絡參數優化方法進行了有效性驗證。

4.1 實驗參數設計

4.1.1 蓄電池參數

以2節12V/40A·h蓄電池作為負載，最大充電電流為蓄電池額定容量的10%，即設置為4A；最大充電電壓設置為24V。

表2 蓄電池參數

Tab.2 Battery parameters

4.1.2 逆變網絡及諧振網絡相關參數

根據系統參數設計方法可知，由于參數間相互耦合，在設計諧振網絡參數前，需要確定原邊直流電壓i、諧振頻率、耦合系數等參數的值。同時為了保證充電過程的安全性，還需確定原、副邊諧振電流的閾值。逆變網絡及諧振網絡相關參數見表3。

表3 逆變網絡及諧振網絡相關參數

Tab.3 Parameters of inverter network and resonant network

圖7 電感量參數約束區域

圖7中，1號曲線為CC模式下限定最大充電電流時的副邊線圈自感取值的下限；2號曲線為CV模式下限定最大充電電壓時的副邊線圈自感取值的上限；3號曲線為CC模式和CV模式下原邊諧振電流閾值限定時的原邊線圈自感取值的下限；4號和5號曲線為CC模式和CV模式下副邊諧振電流閾值限定時的副邊線圈自感取值的下限；6號曲線為CC-CV切換時電壓跳變閾值限定時的上限；7號曲線為12條件限定時的下限；8號和9號曲線為線圈實際安裝位置大小限定時的上、下限。

綜合上述多個約束條件，可以得出發射線圈與接收線圈自感量的優化范圍，即為五邊形構成的陰影部分。區域點坐標參數見表4。

表4 區域點坐標參數

Tab.4 Area point coordinate parameters

4.2 實驗驗證

按照圖3所示的電路結構搭建實驗硬件平臺，實驗平臺如圖8所示。系統原邊采用AC-DC電能變換功率為2 000W的可調直流電源，采用隔離變壓器實現安全供電，電壓調節范圍0～400V；原邊采用的主控制器選擇Cortex M4內核的阿波羅STM32F429開發板，帶有FPU和DSP指令集，擁有更多的資源和外設功能，STM32F429最高運行頻率可達180MHz，功耗較低；逆變器采用IRFP460型第三代場效應晶體管構成全橋逆變電路，驅動芯片選用IR2110，它兼有光耦隔離、電磁隔離的優點。副邊整流器采用RHRP3060型快恢復整流二極管構成的全橋整流電路，負載選用大功率管數控負載儀，兼容四大放電模式（恒流、恒功率、恒電阻、恒壓）。實驗平臺詳細參數見表5。

圖8 混合自切換諧振無線充電系統實驗平臺

表5 實驗參數

Tab.5 Experimental parameters

4.2.1 ZPA特性驗證

當接收端切換為LCL或S型諧振補償結構時，根據第2節所述，逆變電路的輸出電壓與電流波形零相位，即可實現ZPA特性，輸入阻抗為純阻性。由于大負載下更能測試ZPA特性，因此本次實驗是在負載電阻L分別為50W、100W的條件下進行測試的。

圖9和圖10分別為不同拓撲結構、不同電阻下的測試結果。從圖中可以看出，負載的變化對逆變器輸出幾乎沒有影響，逆變電路工作在軟開關模式下，系統實現了ZPA特性，驗證了2.1節與2.2節理論分析計算的正確性。

圖9 LCL-LCL型-不同負載下逆變器輸出電壓、電流波形

圖10 LCL-S型-不同負載下逆變器輸出電壓、電流波形

4.2.2 恒流恒壓特性驗證

當接收測切換為LCL型諧振拓撲時，無線充電系統工作在恒流模式下。圖11和圖12分別為負載電阻6W和8W時的逆變器輸出電壓和電流波形以及負載側充電電壓和充電電流數值。

圖11a中，負載充電電壓的平均值為24V，充電電流的平均值為4A，系統的輸出功率為96W，無線充電系統整體的傳輸效率為81%。

圖11 負載電阻為6W

圖12 負載電阻為8W

圖12a中，負載充電電壓的平均值為29.36V，充電電流的平均值為3.67A，系統的輸出功率為107.75W，無線充電系統整體的傳輸效率為83%。可以看出，負載逐漸增大時，充電電流變化范圍±0.34A，電流波動小，滿足恒流的充電條件。

當接收測切換為S型諧振拓撲，無線充電系統工作在恒壓模式。同恒流型測試條件一致，圖13和圖14分別為負載電阻為16W和18W時逆變器輸出電壓、電流波形及負載側充電電壓、電流波形。

圖13 負載電阻為16W

圖14 負載電阻為18W

圖13a負載充電電壓的平均值為23.81V，電流的平均值為1.48A，系統的輸出功率為35.24W，系統整體的傳輸效率為82%。

圖14a中，負載充電電壓的平均值為24.09V，充電電流的平均值為1.34A，系統的輸出功率為34.28W，無線充電系統整體的傳輸效率為84%。可以看出，負載逐漸增大，充電電壓的變化范圍±0.28V，電壓波動小，滿足恒壓的充電條件。

4.2.3 恒流?恒壓切換特性驗證

本次實驗采用了電子負載模擬蓄電池充電過程中等效電阻的變化。在電池充電的第一階段：恒流充電，電池的等效負載逐漸增大至6W，充電電流穩定至4A左右，電池電壓逐漸增大至24V；電池充電的第二階段：恒壓充電，電池的等效負載由6W逐漸增大至57.6W，充電電壓穩定在24V左右，電池充電電流逐漸減小至0.4A，至此電池充電過程 結束。

圖15所示為開關S1和S2切換時逆變器和負載輸出波形。從圖中可以看出，開關切換前后逆變器輸出電流s略有下降，輸出電壓s幾乎保持不變，負載充電電壓和充電電流在切換點處略有波動。

圖15 開關切換時逆變器和負載輸出波形

圖16所示為電池等效負載為57.6W時逆變器和負載輸出波形和數值。從圖中可以看出，逆變器輸出電壓保持不變，輸出電流逐漸較小至一定值，負載充電電壓維持在24V附近，充電電流減小至0.4A左右時，電池充電過程結束。

圖16 充電完成時逆變器和負載輸出波形和數值

本次實驗還模擬了恒流模式和恒壓模式下，隨著電池等效電阻的逐漸增加，系統充電電壓和充電電流變化的趨勢。恒流模式和恒壓模式下系統的充電電壓和電流變化趨勢完全不同。圖17所示為系統充電電壓和電流隨等效電子負載變化的曲線，從圖中可以看出，本次實驗搭建的平臺完全滿足蓄電池兩段式充電的需求。在恒流模式下，電流從開始的4.01A下降至4A，電流變化率為0.25%，充電電流幾乎保持穩定；在恒壓模式下，電壓從開始的23.7V上升至24.1V，電壓變化率為1.68%，充電電壓基本保持恒定。

圖17 系統充電電壓和電流隨等效電子負載變化曲線

圖18為無線充電過程中隨著負載變化的系統充電效率曲線，恒流充電時，系統的充電效率由開始的66%左右上升至81%左右；恒壓充電時，系統的充電效率由開始的81%左右下降至63%左右完成充電，無線充電系統在工作區間內可以完成蓄電池正常充電。

圖18 系統充電效率隨等效電子負載變化曲線

5 結論

針對傳統變靜態補償設計方法中無源元件和開關數量過多、參數選擇困難等問題，提出一種基于LCL-LCL/S混合自切換諧振式無線充電系統。結合典型蓄電池恒流/恒壓充電曲線特征、諧振電流閾值、電壓跳變閾值和耦合系數變化約束，又給出一種適用于混合式諧振拓撲網絡參數的優化設計方法，為參數的選取提供了可行性分析，能夠在中小功率且位置相對固定的場所下進行高效的無線充電。由實驗結果可知，應用優化參數后的混合諧振拓撲網絡，能夠在很小的電壓和電流波動范圍內實現穩定恒流恒壓切換輸出。系統最大傳輸效率為81%且無需增加無源元件來實現CC-CV模式的切換。所提方案在無需原、副邊之間通信的同時實現零無源切換，簡化了控制系統，提高了系統傳輸效率，具有較好的工程應用價值。

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Hybrid Self-Switching Resonant Wireless Charging System Based on LCL-LCL/S

11121

（1. College of Electric Power Inner Mongolia University of Technology Hohhot 010080 China 2. Department of Information School of Automation Beijing University of Technology Beijing 100124 China）

This paper aims to reduce the number of switching devices and passive components in a hybrid topology charging system, improve the output power of the system, and simplify the control strategy of the primary and secondary sides. A hybrid self-switching resonant wireless charging system based on LCL-LCL/S is proposed, which does not need primary and secondary side communication or any passive components. The constant current and constant voltage switching of the wireless charging system is realized only by changing the network topology through the automatic switching operation of the LCL structure. Firstly, a relationship between constant current or constant voltage output and input impedance was analyzed by a T-type network. Then, a mathematical model of the hybrid compensation network was introduced to analyze the parameter configuration conditions for realizing the zero-phase angle (ZPA) between the input current and voltage of the system and the constant current or constant voltage output characteristics. Next, according to the characteristics of the battery charging curve, resonant current threshold, voltage jump threshold, and coupling coefficient change constraints, a design method suitable for hybrid resonant topology network parameter optimization was proposed. This solution not only avoids the problem of parameter uncertainty caused by the limitation of empirical selection of resonant network parameters, but also provides a theoretical basis for parameter selection. Finally, an experimental platform was built to verify the feasibility and effectiveness of the solution. The experimental results show that the wireless charging system with optimized resonant network parameters possesses good constant current and constant voltage output characteristics. The maximum transmission efficiency of the system is 81%, which fully meets the requirements of constant current and constant voltage wireless charging.

Magnetically-coupled resonant wireless power transfer (MCR-WPT), LCL-LCL/S topology, parameter optimization design, constant current and constant voltage charging

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.210591

TM724

郭 星 男，1996年生，碩士研究生，研究方向為無線電能傳輸。E-mail: guoxingxg@163.com

劉利強 男，1975年生，教授，碩士生導師，研究方向為電路理論及其應用。E-mail: llqiang@imut.edu.cn（通信作者）

2021-04-27

2021-08-04

國家自然科學基金（61763037, 61863029）和內蒙古自治區自然科學基金（2019LH6007, 2020MS05029）資助項目。

（編輯 陳 誠）