對偶序列跳頻系統(tǒng)的干擾能量檢測方法

孟慶斌，全厚德，雷鵬娟

(1.陸軍工程大學石家莊校區(qū)電子與光學工程系，河北 石家莊 050003； 2.河北石油職業(yè)技術大學電氣與電子系，河北 承德 067000)

0 引言

隨著軍隊信息化進程的加快，無線電通信是戰(zhàn)場上保障作戰(zhàn)與指揮的重要手段[1],然而伴隨著無線電子設備在軍事和民用領域廣泛應用以及干擾設備的使用[2]，傳統(tǒng)的定頻系統(tǒng)和常規(guī)跳頻系統(tǒng)抗干擾能力不足，嚴重限制了其在軍事領域中應用[3]。為此，國內外學者對新型的通信模式展開研究，一些通信方式開始利用信道間存在的特征區(qū)別來表示信息[4]，例如差分跳頻系統(tǒng)[5](DFH)、對偶序列跳頻[6](DSFH)、信息驅動跳頻[7](MDFH)、M級M元頻移鍵控[8](MMFSK)等抗干擾系統(tǒng)。

跳頻通信技術是比較成熟的抗干擾技術，跳頻系統(tǒng)是通過頻率變化來躲避干擾的。相對于固定頻率系統(tǒng)，跳頻系統(tǒng)生存性能更強，但當遇到跟蹤較準、跳速較高或信道監(jiān)視較寬的特定干擾時，跳頻系統(tǒng)變得如定頻通信一樣脆弱[9]。因此，研究跳頻通信系統(tǒng)的學者從跳頻原理的角度做出改進，提出了一種“信道即消息”思想的對偶序列跳頻系統(tǒng)[10-11]。文獻[12]給出了對偶序列跳頻系統(tǒng)的數學模型并驗證了系統(tǒng)的抗干擾性能；文獻[13—14]從特征信息的角度分析了對偶序列跳頻系統(tǒng)的抗干擾情況，它們具備抗摧毀、抗噪聲、抗偵察以及抗截獲等特點，在一定條件下，比常規(guī)跳頻系統(tǒng)有較好的綜合抗干擾能力。本文針對目前沒有從干擾能量檢測角度來適配對偶跳頻系統(tǒng)的問題，提出對偶序列跳頻通信前的干擾信號能量檢測方法。

1 對偶序列跳頻通信系統(tǒng)

1.1 對偶序列跳頻

對偶序列跳頻通信模式將發(fā)送端兩個獨立跳頻序列合成的跳變頻率集直接作為發(fā)送二進制數據信息的數據信道和對偶信道，且由于對偶信道在通信時處于隱藏狀態(tài)，不易被截獲，實現了在截獲數據信道后難以推測隱藏信道[15]的頻率，使得數據信道具有很好的抗干擾能力。

1.2 系統(tǒng)組成及工作原理

在對偶序列跳頻通信系統(tǒng)中，整個跳頻頻帶WB范圍內存在N個正交的跳頻頻點，發(fā)射端與接收端之間具有兩個信道，在一次頻率的跳變間隔下兩個信道各自占據一個頻點，此頻點由信道對應的跳頻序列控制合成。

如圖1所示，用戶通過發(fā)送碼元0和1選擇子信道0和子信道1，并確定在一次頻率跳變周期內由哪個跳頻序列來控制載波。在t時刻，如果發(fā)送碼元0，則用信道0發(fā)送，即在FS0的當前頻率f(0,t)上發(fā)送單頻信號s0(t)；反之發(fā)送碼元1，則由信道1發(fā)送，即在FS0的當前頻率f(1,t)上發(fā)送單頻信號s1(t)。在經過信道選擇后，最終發(fā)射信號s(t)為s0(t)和s1(t)的組合。假設跳頻序列FS0的頻率為(…,f1,f3,f2,f4,…)，跳頻序列FS1的頻率為(…,f5,f7,f6,f8,…),當發(fā)送碼元數據為(…,0,1,0,1,…)時，頻率合成器依次合成頻率為(…,f1,f7,f2,f8,…)的信號。

圖1 對偶序列跳頻發(fā)射結構示意圖Fig.1 Schematic diagram of dual sequence frequency hopping transmission structure

根據對偶序列跳頻發(fā)射結構模型，碼元信息直接選擇由跳頻序列合成的載波頻率，通過射頻前端處理后從天線發(fā)射。假設發(fā)送碼元為i，相鄰頻點間隔為1/Ts，發(fā)送符號能量為Es。則t時刻發(fā)送符號的基帶等效表達式為：

(1)

s(t)要經過存在噪聲、干擾和衰落的空中信道，所以在接收結構中收到的信號等效表達式為：

r(t)=ejθs(t)+n(t)+J(t)。

(2)

如圖2所示，接收機在頻率間隔跳變的兩個窄帶接收通道上并行接收，在接收端產生與發(fā)送端跳頻序列FS0和FS1保持同步的本地跳頻序列。r(t)分別與信道0、1的當前頻率進行混頻，并通過低通濾波器后采用平方律檢測，在一次頻率跳變期間，信道i的檢測判決量ri可表示為：

(3)

由檢測判決量ri可得到Y=r0-r1，采用最簡單的硬判決方法，即當Y≥0時，判定發(fā)送碼元信息為0；反之，判定為1。

1.3 系統(tǒng)仿真框圖

由圖1、圖2的理論原理框圖，通過Simulink軟件搭建了對偶序列跳頻系統(tǒng)仿真鏈路，如圖3、圖4所示。經仿真分析其在高斯信道下達到的誤碼率效果符合文獻[12]中的理論值推導，其誤碼率隨信噪比變化曲線如圖5所示。

圖3 系統(tǒng)發(fā)射端仿真鏈路Fig.3 System transmitter simulation link

圖4 系統(tǒng)接收端仿真鏈路Fig.4 Simulation link at the receiving end of the system

圖5 系統(tǒng)誤碼率隨信噪比變化曲線圖Fig.5 System error rate vs.signal-to-noise ratio variation curve

2 對偶序列跳頻系統(tǒng)的干擾能量檢測 方法

2.1 干擾體制的建模

2.1.1音調干擾

圖6所示為音調干擾的原理圖，其工作的基本原理可表示為依據不同的干擾策略在頻譜相應位置上放一個或者多個干擾頻點，來影響對系統(tǒng)的干擾性能[16]。數學模型可表示為：

(4)

式(4)中，fi表示干擾信號中某個頻率分量；Pi表示當前頻率下干擾信號的功率；θi表示當前頻率下干擾信號的初相，且服從θi∈(0,2π)上均勻分布。

圖6 音調干擾原理圖Fig.6 Tone interference schematic

當音調干擾信號被接收端兩路檢測解跳后的干擾表達式為：

(5)

2.1.2部分頻帶噪聲干擾

部分頻帶噪聲干擾是將所有干擾能量集中在目標使用的頻譜范圍內的特定頻道、多個信道上或所有信道[16]。首先，產生頻帶內的隨機高斯白噪聲：

(6)

式(6)中，頻帶噪聲總帶寬為WJ，干擾功率為PJ，使其通過窄帶濾波器h(t)。因此，窄帶噪聲干擾數學模型可表示為：

(7)

式(7)中，h(t)是頻域窗函數H(j2πf)的FFT逆變換，利用設計的頻域窗函數建立干擾模型，數學表達式如下：

(8)

式(8)中，fj,i為干擾的中心頻率，Wj,i為干擾對應中心頻率的帶寬。

2.2 對偶序列跳頻系統(tǒng)的干擾能量檢測方法

干擾檢測在頻譜感知中最常見的方法有匹配濾波檢測法[17]、循環(huán)平穩(wěn)特征檢測法[18]以及能量檢測法[19]。而針對通信前的干擾檢測，可視干擾信號為主用戶信號，匹配濾波法需要干擾信號的先驗信息來設計濾波器，循環(huán)檢測法則需獲取主用戶攜帶的特征參量。因此，相對于能量檢測算法來說，它不需要知道被檢測干擾信號的任何先驗信息，且可在對偶序列跳頻系統(tǒng)中利用非相干檢測方法[20]。

2.2.1對偶跳頻系統(tǒng)的干擾信號能量檢測算法原理

圖7所示為能量檢測方式流程框圖。能量檢測的本質是對感興趣頻帶上信號的能量進行檢測測量，通過設置能量門限值判斷干擾信號。接收信號首先經過帶通濾波器，在通過A/D變換后，求模值、平方。

圖7 干擾信號能量檢測流程圖Fig.7 Interference signal energy detection flow chart

假設接收端接收到的信號采樣表達式:

y(n)=j(n)+w(n)，

(9)

式(9)中，j(n)表示為待檢測的干擾信號，w(n)表示為加性高斯白噪聲，n表示采樣點數。因此，所檢測信號能量表達式為：

(10)

將得到的能量檢測值Y與設定的門限能量值比較來判定干擾信號是否存在。由于能量檢測是一種二元檢測法，故可表示如下形式：

H0:y(n)=w(n)，

(11)

H1:y(n)=w(n)+j(n)。

(12)

2.2.2對偶跳頻系統(tǒng)的干擾信號能量檢測性能分析

接收端對于某跳載波信號干擾性能檢測衡量的指標為檢測概率Pd和虛警概率Pf。Pd是指干擾存在時，能夠正確進行檢測的概率。

(13)

(14)

(15)

(16)

(17)

將式(17)代入可知檢測概率的理論表達式為:

(18)

3 仿真分析

對AWGN信道中假設的單音干擾、多音干擾以及部分頻帶干擾檢測性能進行時域上的能量檢測算法仿真。在干噪比JNR由-25 dB到0 dB變化時，單跳信號在AWGN信道下得到檢測概率Pd隨干噪比JNR變化的曲線如圖8所示。其中信號的檢測點數設為N=2 000，虛警概率Pf=0.1。

由圖分析可知，當JNR=-9 dB時，假設的各類干擾檢測概率達到99%，能夠成功地對干擾信號檢測是否存在做二元判斷。

由式(18)可以看出，虛警概率會影響檢測概率隨JNR的變化，針對信道中假設的單音干擾信號進行仿真分析。設置不同的虛警概率，檢測點數仍為N=2 000，則檢測概率變化如圖9所示。

從圖9中可知，隨著檢測概率的增加，不同虛警條件下的性能增益差距越來越少。在較低干噪比環(huán)境下，虛警概率較大時，對單音干擾信號的檢測存在概率越高。

由式(18)可知檢測樣點數對檢測概率也存在影響，因此設置不同樣點數仿真驗證得如圖10變化曲線，其虛警概率設置為Pf=0.1。

圖8 系統(tǒng)中單跳信號干擾 檢測概率曲線Fig.8 Single-hop signal interference detection probability curve in the system

圖9 不同虛警概率下檢測概率 隨信噪比變化的曲線 Fig.9 The curve of the detection probability with the signal-to-noise ratio under different false alarm

圖10 不同檢測樣點數下檢測概率 隨信噪比變化的曲線Fig.10 The curve of the detection probability with the signal-to-noise ratio under different detection points

可以看出不同檢測點數對檢測性能有不同程度影響，當點數增加時其檢測性能提升，但檢測中需要的檢測時間就更長，因此，對比對偶雙信道與單信道接收檢測時檢測跳數情況，圖11所示的雙信道檢測效果較好，相應的系統(tǒng)復雜度較高。

圖11 不同信道下檢測跳數變化的曲線Fig.11 Curves of detection hop count changes under different channels

前面討論了接收端在單跳信號下干擾檢測算法的性能，現就單音干擾下將能量檢測算法用于多個頻率信道的檢測。假設總的信道個數為32，以一定干擾比例ρ干擾信道，單跳信號的檢測概率為Pd，則全部信道干擾檢測概率Pda可表達為：

Pda=PdJ(1-Pf)Q-J，

(19)

式(19)中，Q為假設信道個數，J為干擾信道個數。

仿真驗證設置Pf=0.001以保證在干擾功率很大時，Pda趨近于1。

圖12 不同干擾比例條件下全信道干擾檢測 算法性能曲線Fig.12 Performance curve of full-channel interference detection algorithm under different interference ratio conditions

由圖12分析知，當音調干擾比例增大時，檢測算法性能有所下降，這是因為當干擾比例增加導致干擾信道數目變大，假設干擾總能量不變，則每個信道上干擾功率減小，干擾檢測難度加大致使全部信道檢測性能下降。

4 結論

本文提出對偶序列跳頻通信系統(tǒng)的干擾信號能量檢測方法。該方法利用頻譜感知技術中的能量檢測方法感知主用戶信號信息，將干擾信號視為主用戶信號并提出對干擾信號進行二元假設的能量檢測方法，同時充分利用對偶序列跳頻系統(tǒng)的雙信道進行能量檢測接收。通過分析仿真結果得到如下結論：各類假設干擾在單跳信號下，當干噪比達到-9 dB時，檢測成功概率可達99%；檢測樣點數及虛警概率對檢測性能具有較大影響；在虛警概率為0.1時，檢測點數越多，檢測成功概率越高；與單通道檢測比較而言，雙信道接收在保持相同檢測樣點數，減少了檢測時長；對偶序列跳頻系統(tǒng)的雙信道接收檢測時長是單信道檢測的1/2。

對音調干擾在全部信道下的檢測概率作了仿真分析，當干擾信號占比增加時，檢測性能降低。本文僅是對干擾檢測方法及性能進行研究，下一步考慮對信道中不同干擾信號的識別及類型判斷，提高對偶序列跳頻系統(tǒng)的抗干擾性能。