一種基于BJT 工藝的電壓反相電路設計

李 文，楊發順，2，馬 奎，2

（1.貴州大學大數據與信息工程學院，貴州貴陽 550025；2.半導體功率器件可靠性教育部工程研究中心，貴州 貴陽 550025）

模擬集成電路發展至今，其方向逐漸分為了兩大類：信號鏈與電源管理，其中常用的電源管理類芯片有電荷泵（Charge Pump）、低壓差線性穩壓器（LDO）、開關型DC-DC 轉換器、AC-DC 轉換器、驅動芯片（Driver）和電源管理單元（PMU）等。這些開關電源，特別是DC-DC 轉換器，常常被應用于數字信號處理器（DSPs）和混合信號模擬電路等集成電路中[1]，它們的作用是將輸入電源電壓有效地轉換為適合于集成電路內部電路結構或外部耦合結構的電平[2]。例如，一個電源電壓為3 V 的BCD 工藝的IC 可能在電路內部需要一個-2 V 的電平來使內部電路運行。隨著集成電路工藝尺寸的不斷縮減，對更小、更高效的開關電源的需求也越來越大[3]。

文中所設計的電路基于BJT 工藝，成本低，結構簡單，能夠輕松地產生反相電壓，同時可擴展性強，可以通過改變開關電容電路結構實現電壓的減半及加倍，進而能夠有效地適用于各類電源應用中。

1 整體結構設計

文中所設計的電壓反相電路如圖1 所示，整體結構包括偏置電路模塊、振蕩器模塊、驅動電路模塊和開關電容電路模塊。

圖1 電路整體結構

其中，偏置電路模塊的作用是產生一個相對穩定的基準電流IREF，將該基準電流IREF直接提供給振蕩器，由此可以保證振蕩器的輸出信號在不同電源電壓、溫度以及工藝角條件下只產生微小偏差。振蕩器模塊則負責為電路產生一個方波信號，該方波信號的頻率、占空比以及高低電平值對開關管的影響很大[4]，會間接地影響輸出電壓的大小與紋波[5]。驅動電路模塊為開關電容電路模塊提供對應的偏置電壓及驅動電流，使開關管工作在合適的工作狀態下。最后的開關電容電路模塊利用開關管的開啟與關閉狀態的不斷切換來對外部電容充放電，進而實現電路的反相功能，作為實現電路功能的核心模塊，開關管的電流增益性能制約著整個電路的性能[6]，在選擇開關管時必須十分謹慎。

2 主要模塊設計

2.1 偏置電路

偏置電路如圖2 所示，該電路的原型基于由Robert Widlar 于1971 年提出的Widlar 帶隙基準電路，除了基準電流產生電路外，偏置電路還包括多支路鏡像電流源及有源負載[7]，這些結構共同為后續電路提供穩定的偏置電流。

圖2 偏置電路

該偏置電路包括啟動電路、基準電流產生電路、串接鏡像電流鏡電路和互補對稱電路。其中，Q27與電阻R1、R2、R3組成啟動電路，在電路上電的瞬間啟動偏置電路，進而啟動整個電路；在啟動以后，基準電流產生電路將產生基準電流IREF[8]，其大小可以根據式（1）計算：

串接鏡像電流鏡電路通過兩個完全相同的晶體管Q30 與Q31 來對基準電流IREF進行分流，結果是流經Q30 集電極與Q31 集電極的電流剛好都為基準電流IREF的一半；互補對稱電路由兩條回路構成，第一條回路包括Q28、Q29、R28和R30，第二條回路包括R30、R27和Q28。

2.2 振蕩器

振蕩器電路如圖3 所示，采用張弛振蕩器電路結構，振蕩器產生兩組矩形波信號為S1 和S2 提供控制信號[9]。

圖3 振蕩器電路

該振蕩器電路包含一個電容C1，利用該電容的充放電來實現鋸齒波的產生[10]，其具體的充放電過程如下：

1）充電過程：當Q8 集電極為高電平時，Q6 開啟，在Q6 集電極電流經過R10后，三角波的上升沿通過R10被拉低成低電平，Q6 集電極會輸出低電平，Q10 基極也為低電平，Q10 集電極輸出高電平，Q38開啟，電容C1充電。

2）放電過程：Q11 發射級輸出的三角波為下降沿時，Q9 的BE 結將下降沿拉成恒定800 mV 左右的高電平，Q9 集電極為高電平，Q7 集電極輸出低電平從而Q10 集電極為低電平，Q38 關閉，電容充電終止開始放電[11]。

接下來Q40 與Q11 對產生的鋸齒波電壓進行采樣并將采樣信號輸入由R10、Q6、Q7、Q8、Q9、Q10 組成的整形電路，進而產生方波電流，最終在驅動電路模塊中方波電流經上拉或下拉電阻產生方波電壓[12]。在選擇方波信號頻率時必須要考慮開關管的特征頻率與輸出紋波等因素[13]，最終經過仿真調整，該方波信號的頻率設置為60 kHz，占空比設置為50%，在此頻率與占空比下能夠保證開關電容電路電流充放完全，同時能夠在電流性能與輸出紋波之間選擇一個較好的折中值[14]。

2.3 驅動電路及開關電容電路

驅動電路及開關電容電路為該設計的核心部分，其電路示意圖如圖4 所示，該結構參照了Dickson 電荷泵基本原理來進行設計，利用電容在充放電過程中兩端的電壓大小不會發生跳變的特性，來產生負電壓。

圖4 驅動電路及開關電容電路示意圖

驅動電路負責提供開關管導通所需的驅動電壓和驅動電流。驅動電壓將為開關管提供合適的靜態工作點，驅動電流則為開關管提供輸出電流的控制信號；開關電路由兩個二極管和兩個開關管組成，兩個二極管D5 和D7 具有單向導通性，它們之間可以產生一個壓降，進而起到隔離電平的作用，兩個開關管Q43 和Q47 通過導通與截止兩種工作狀態的切換來實現對開關電容的控制[15]。

開關管Q43 和Q47 的電流增益特性直接決定泵電容的充放電特性，在選擇Q43 和Q47 雙極型晶體管時必須充分考慮不同雙極型晶體管之間的電流增益的差異，NPN 的電流增益會明顯優于PNP，而VPNP 的電流增益會大于LPNP，根據電路中兩個開關管的不同電平條件，最好的選擇即Q43 為VPNP 晶體管、Q47 為NPN 晶體管。

2.4 電荷泵充放電原理

電荷泵充電與放電的原理示意圖如圖5 所示。

圖5 電荷泵充放電原理示意圖

兩個開關管由兩組信號F1、F2 同時控制，F1 與F2 信號是兩組反相的控制信號，它們來自于振蕩器產生的方波信號，一路信號直接通過電流鏡實現了放大，另一路信號通過共射放大結構實現了反向放大，其中F1 控制S1，F2 控制S2，導通的時序是S1 先導通，S2 斷開，電源為C2充電，然后S1 斷開，S2 導通，泵電容C2放電，產生一個負的輸出電壓[16]。

3 模塊參數分析

3.1 S1開關支路分析

如圖6 所示為S1 開關支路，其具體控制關系如表1 所示。

圖6 S1開關支路

表1 S1開關支路控制關系

將Q42 放大的鏡像電流鏡Q41 的電流作為開關管Q43 的整體驅動電流，調節電阻R18可以調節Q42放大的驅動電流，R18可以大范圍粗調驅動電流，經過Q42 放大的驅動電流流進Q43 基級，R17越大，流進Q43基級的電流越大，Q43越容易進入飽和區，Q43的CE 結壓降也就會更小，會提高輸出的帶負載能力。

3.2 S2開關支路分析

如圖7 所示為S2 開關支路，其具體控制關系如表2 所示。

表2 S2開關支路控制關系

圖7 S2開關支路

Q45控制Q47的通斷，Q35控制驅動電流的大小，R25影響驅動電流的大小，R25越大驅動電流越小，Q34是放大管，放大來自Q35 的驅動電流，經Q34 放大的驅動電流驅動Q47 飽和導通。R20可以微調流進Q47基級的驅動電流，R20越大，Q47 的驅動電流就越大。

4 仿真結果

文中提出的電荷泵反相電路基于40 V 耐壓BJT工藝，使用Spectre 仿真軟件進行仿真。仿真時需要在輸入端接入8～20 V 之間的不同電壓，因此選取了8 V、10 V 與20 V 3 種比較具有代表性的輸入電壓。在進行空載與阻性負載的仿真時，輸出端均接有一個1 μF 的濾波電容。

通過仿真，可以得到該電荷泵反相電路在8 V、10 V 和20 V 的輸入條件下，空載時的輸出分別為-7.178 V、-9.202 V、-19.24 V。

圖8 為輸入分別為8 V、10 V 和20 V 時輸出電壓隨負載電流變化的曲線，在負載電流不斷增大的條件下，輸出電壓的絕對值會逐漸減小。

圖8 輸出電壓隨負載電流變化曲線

如圖9 所示為輸出電壓紋波隨輸出電容的變化曲線，由圖像可得，在輸出電容只有1 μF 的情況下，紋波為43 mV，對于電荷泵結構，該紋波電壓值為電路帶來的噪聲大小是合理的[17]。

圖9 輸出電壓紋波隨輸出電容變化曲線

5 結論

該文采用40 V 耐壓BJT 工藝，設計了一種基于開關電容的反相電路，電路參照Dickson 電荷泵基本原理，設計了偏置電路、振蕩器電路、驅動電路與開關電容電路，實現了對輸入信號的反相。仿真結果表明，該電路具有較小的紋波且可以滿足負載條件下的輸出要求。