一種可變增益的音頻放大電路設計及實現

陳夢凡，郭濤，啜燕軍，暢彥祥，萬晨

（中北大學儀器科學與動態測試教育部重點實驗室，山西太原 030051）

聲音信號的采集與分析技術促進了多媒體、工業應用以及各基礎學科領域技術的進步。由聲音采集設備轉換產生的電壓信號幅度變化很大，固定增益放大電路只能提高小信號的幅度[1]。因此需要一種高性能的放大電路對聲音信號進行處理，該電路制約著整個系統的增益、功耗、噪聲等性能指標，是整個系統的重要組成部分。

為實現該電路，現有以下幾種設計方法[2-4]：文獻[2]中將一種電阻反饋式自動增益控制電路應用于音頻設備，利用數字信號處理器控制可變增益放大器（VGA），根據ADC 輸出選擇合適的反饋電阻，設置對應輸出增益，該方法在處理過程中會存在一定延遲性。文獻[3]中采用MOS 管-電阻反饋結構和增益控制單元來實現高精度、高動態范圍的聲音信號處理電路，該方法輸出擺幅有限且噪聲性能相對較差。文獻[4]中設計了一種手動控制增益的VGA 電路，根據傳聲器輸出特性，級聯晶體管的工作模式在飽和三極管之間切換以調節增益，因為需要人為設定控制電壓，該結構不能實現增益的精確控制，同時由于改變柵級晶體管的柵極電壓來選擇工作區域，輸出直流電平隨著控制電壓的變化而不斷變化，也使得電路不夠穩定。

該文介紹了一種自動增益的音頻放大電路。它由前級放大級和增益控制電路組成，根據傳聲器的輸出特性，將電壓分為3 個增益區間，可以自動設定放大器閉環增益。增益控制電路主要由峰值檢測器、電壓比較器和模擬開關組成，這種數字控制電路使得放大器增益的觸發/釋放時間相對很小，從而減少了處理延遲的狀況，保證了信號的快速處理。

1 電路設計

系統主要由前置放大電路、峰值檢測器、閾值檢測模塊和可變增益放大器組成。系統框圖如圖1所示。

圖1 系統框圖

1.1 前置放大電路設置

該電路可對前級電路采集信號進行10 倍放大，實現20 dB 固定增益。當輸入的聲音信號十分微弱時，通常會淹沒在噪聲中，因此需要具有高共模抑制比、高輸入阻抗、低噪聲等特性的前置放大電路[5-6]。系統采用了超低失調電壓和高輸入阻抗相結合的運算放大器OP07[7]，它的共模抑制比高達112 dB，輸入失調電壓溫度漂移為0.3 μV/℃，能有效抑制共模干擾引入的誤差，提高信噪比和系統精度，確保信號放大時引入的噪聲和漂移盡可能小。

在進行信號放大的同時，為了使電路應用于音頻范圍為20 Hz～20 kHz 的信號處理，該設計還具有濾波功能[8]。對于濾波而言，階數越高則幅頻特性越好，但相應的電路成本也越高。通過綜合考慮該設計，采用了二階巴特沃斯高通濾波器和二階巴特沃斯低通濾波器串聯構成四階有源帶通濾波器[9]，其中通帶的下限頻率為高通濾波器的臨界頻率，通帶的上限頻率為低通濾波器的臨界頻率。巴特沃斯濾波器可以提供最大的通帶平坦度，階數越高通帶內的平坦區域就越寬，沒有紋波，而在阻頻帶則逐漸下降為零。為了減少噪聲影響，將高通濾波器設計在模塊前端，由它產生的噪聲可被后面的低通濾波器濾除。前置放大電路原理，如圖2 所示。

圖2 前置放大電路

由圖2 電路可知，高通濾波器的傳遞函數為：

其中，α=1+R3/R4，表示電路增益。

低通濾波器為單位增益電路，其傳遞函數為：

1.2 峰值檢測器設計

峰值檢測器作為均方根-直流（RMS-DC）轉換器，通過將交流信號轉化為直流信號計算電壓有效值，用于代表輸入信號的交流幅度[10]。由于聲音信號是隨機變化的，在信號轉換過程中，電路很難對其做到連續修正，輸出的RMS 電壓容易存在較大誤差和較差線性度。因此該部分電路采用了AD637 專用芯片[11]，它具有非常小的遲滯誤差，可以準確測量任何復雜波形的均方根值，無論是周期信號還是非周期信號，AD637 都能滿足高精度的要求，轉換精度可達0.1%，具有擴展的頻響性能，在-3 dB 帶寬時，時頻響可高達8 MHz。

對于大多數RMS 轉換器來說，常用的轉換方法為直接計算法，其定義公式如下[12]：

VRMS為輸入信號的有效值；T為測量時間；VIN(t)為輸入電壓。

AD637 芯片體現了均方根方程的隱式計算方法，克服了直接均方根計算的固有限制。在結構上它是由平方/除法器、有源整流器、緩沖放大器、濾波電路等組成，其實際計算公式如下[13]：

具體實現電路如圖3 所示。

圖3 RMS-DC轉換電路

對于AD637 來說，誤差主要來自于交流紋波，通過增加平均電容值或濾波網絡可以減少紋波誤差。由于平均電容值呈指數增長，穩定時間與平均電容值呈正比關系，因此單獨依靠增加平均電容值減少紋波的同時，穩定時間也會按比例增長，該方式不可取。綜合考慮，該設計運用C7、C8、R9、R10構成二階Sallen-Key 濾波器，這樣在不增加CAV、不增加穩定時間的情況下，就能起到減少紋波的作用。電容C5、C6為供電電源的去耦電容，可對電源產生的高頻雜波起到抑制作用，從而保證輸入電源的穩定性。

1.3 閾值檢測模塊設計

閾值檢測模塊負責實時采集AD637 芯片的輸出電壓VRMS，并將其與設置閾值相比較。為保證電路整體的可靠性，該模塊需要分辨率高且工作穩定。因此采用雙電壓集成比較器芯片LM393 實現閾值檢測[14]，它由兩個獨立的高精度電壓比較器組成，最大失調電壓僅為2 mV。當VRMS高于設定閾值時，比較器輸出高電平，反之則輸出低電平。閾值檢測模塊如圖4 所示。

圖4 閾值檢測模塊

使用LM393 的兩個電壓比較器通過分壓電阻分別設置閾值VDE和VRP，將電壓等級劃分為3 個增益區間。通過后級可變增益放大電路使每一區間對聲音信號產生不同程度的放大或衰減，從而實現無論輸入信號過大或過小，輸出電平都會在一個合理范圍內。

1.4 可變增益放大器設計

可變增益放大器的增益改變方法有多種，每種方法各有其優點和局限性[15]。該設計利用集成多路模擬開關ADG409 切換不同通路實現對信號的放大或衰減。ADG409 是雙四選一模擬開關，每組四選一模擬開關分別由A1、A0控制輸出，具有低功耗、高開關速度和低導通電阻的特性，所有通道都具有先斷后合的切換功能，可防止切換通道時發生瞬時短路。該方式的主要缺點是內部導通電阻或多或少會影響后級放大器的增益，從而影響信號的傳輸精度。當VDD=15 V、VSS=-15 V 時，RON=40 Ω；當VDD=12 V、VSS=0 V 時，RON=90 Ω。可見，適當提高VDD有利于減小導通電阻RON的影響[16]。其控制真值表如表1所示。

表1 ADG409控制真值表

該模塊由模擬開關、反相放大電路、反饋回路組成。電路原理如圖5 所示。

圖5 可變增益放大器

反相放大電路（由U1、R17、R18、R19、R20、R21組成）通過選擇不同的輸入電阻R17、R18、R19對劃分的3 個增益區間進行不同程度的放大或衰減。當VRMS＜VDE時，控制端A0=0，A1=0，電路選通S1A 通道；當VDE≤VRMS≤VRP時，控制端A0=1，A1=0，選通S2A 通道。當VRMS＞VRP時，控制端A0=1，A1=1，該部分電路選通S4A通道。單位增益電路（由U2、R22、R23組成）主要用于對前端輸出信號進行反相處理。

2 電路仿真分析與實驗

2.1 前置放大電路仿真

對于圖2 所示的放大電路，通過Multisim 對放大電路進行仿真，如圖6 所示，用正弦信號作為模擬信號源得出幅頻特性曲線。根據設計的電阻、電容參數，計算得通帶上限截止頻率為：

圖6 前置放大電路仿真

通帶下限截止頻率為：

因此電路通帶可達到20 Hz～20 kHz，根據圖6（b）的仿真結果分析可得，該頻帶內增益平穩，沒有異常凸起等現象，滿足設計需求。

2.2 峰值檢測器仿真

將不同幅值、不同頻率的信號作為模塊輸入，驗證AD637 芯片的線性度。實驗中采用輸入電壓有效值為100～1 000 mV，頻率分別為50 Hz、1 kHz、10 kHz的正弦波信號作為輸入，用origin 擬合得到輸入輸出特性曲線，如圖7 所示。

圖7 AD637特性曲線

通過上述驗證實驗可知，AD637 可以有效測量不同峰值、不同頻率的電壓有效值，具有非常小的遲滯誤差，能夠滿足高精度需求。

2.3 實驗測試結果

通過實驗對設計電路進行動態性能分析，為了保證輸入信號可控，同時方便觀察輸出信號，在測試時采用函數信號發生器產生標準的正弦信號，利用數字示波器觀察輸出信號。如圖8 所示，顯示了輸入信號在不同增益區間下VGA 的理想輸出和實際輸出的比較。將動態范圍1～35 mV的8 kHz正弦輸入應用于電路輸入端，在示波器上測量VGA的輸出。

圖8 不同增益區間輸入/輸出特性曲線

3 結論

設計了一種可變增益的音頻放大電路，根據所用傳聲器的輸出，將電壓等級分為3 個增益區域，可實現20 Hz～20 kHz 聲音信號的自動增益控制。前置放大器由帶反饋電阻和四階帶通濾波的運放組成，增益控制電路由峰值檢測器、電壓比較器和模擬開關組成。對比利用軟件實現的自動增益控制電路，該設計不需要使用復雜的算法，為音頻信號處理技術提供了一個好的解決方案。