開關磁阻變檔電機及其繞組切換控制策略

陳禮， 甘醇， 吳建華

(1．浙江大學 電氣工程學院，浙江 杭州 310000；2.華中科技大學 電氣與電子工程學院，湖北 武漢 430074)

0 引 言

隨著全球環境污染和資源枯竭的日益加劇，節能、環保交通工具的發展迫在眉睫。電動汽車的研究始于19世紀初，但由于當時技術受限，直到近年來才重新啟動這一研究項目。純電動汽車是未來發展的主要趨勢，其關鍵技術主要有電池技術、電機驅動及控制技術、整車裝備技術、能量管理技術以及汽車充電技術[1]，在電池技術難以短時間內獲得突破的當下，電機驅動及控制技術成為了關鍵。電動汽車常用的電機有感應電機、永磁同步電機和開關磁阻電機(switched reluctance motor, SRM)。SRM具有結構簡單、可靠性高、成本低、調速范圍廣、勵磁容易、控制簡單等優點，已在諸多場合得到應用。SRM較好的起動性能、寬廣的調速范圍，以及易于實現四象限運行的特性，伴隨著電子學和微電子學的迅速發展，SRM逐漸成為具有較強競爭力的熱門調速電機之一[2-5]。

理想的電動汽車驅動系統應滿足額定轉速以下大轉矩以實現快速起步，額定轉速以上有較寬的恒功率范圍以確保高速下的動力性能。目前電動汽車驅動系統主要采用電機與固定齒比減速箱組合的方式，為單速變速箱，如北汽新能源E5、特斯拉Model Y等，高速時動力性能會明顯下降；保時捷Taycan、奧迪e-tron使用兩檔自動變速箱，價格昂貴且性能提升有限；多檔自動變速箱市面上還未出現，主要原因在于成本過高以及變速箱與整車參數匹配困難。僅靠單一電機難以兼顧電動汽車低、高速不同的性能需求，參考燃油車換擋，當電機轉速高于某個值后，可對電機繞組實施切換，完成僅由一臺電機即可實現的不同繞組連接方式下的變檔操作，滿足電動汽車復雜的運行需求，提高動力性與經濟性[6]。

繞組切換是變檔電機的關鍵技術，電機繞組為感性元件，切換過程中電流的突變會感應出數千伏的電壓，燒毀電路中的電力電子器件，合理的切換控制策略是保證電機安全穩定運行的前提。目前電機繞組切換的研究主要集中在交流異步電機和永磁同步電機：在電機每相繞組放置一個中心抽頭，使用機械開關可控制繞組接入匝數，但機械接觸器死區時間較長，易導致切換暫態過程久，且機械開關壽命有限[7]；使用電力電子器件代替機械開關可解決切換過程中死區時間過長問題，提高電機響應速度；將碳化硅器件應用于電機驅動電路及繞組切換電路，可提高整個電機驅動系統的效率，但需要額外的切換電路[8-11]；使用晶閘管改進切換電路可減少電力電子器件使用數量，實現繞組快速切換[12-13]；同時改變星三角連接方式與繞組匝數可獲得多級調速[14]。雙定子永磁同步電機繞組有內外定子繞組串聯運行、外定子繞組單獨運行、內定子繞組單獨運行3種不同的連接方式[15]；開繞組永磁同步電機有星形、角形、獨立3種繞組連接方式[16]；五相永磁同步電機有星形，五邊形和五角形3種連接方式[17-19]。SRM繞組切換主要有兩種方法，第一種使用中間抽頭改變繞組接入匝數[20]，此方法繞組利用率低；第二種方法改變繞組連接方式，在串聯、并聯之間切換，改善電機性能[21-22]，但文獻[21]的繞組切換電路未考慮IGBT反向并聯的保護二極管，導致電機退磁時間過長，未實現繞組在線切換。

為提高繞組利用率，本文采用改變繞組連接方式的切換方法，利用SRM電流能自然降為零的特性，當電機轉速高于切換轉速時，檢測各相電流，若相電流為零，則可對繞組實施串并聯切換。為避免電流檢測誤差引起開關器件誤動作，結合電機轉子位置，切換時機選擇在一相周期將要結束與下個周期即將到來之前組成區間內。仿真與實驗證明提出的SRM繞組切換控制策略能在線實現繞組的安全快速切換，且能有效避免切換過程中繞組電流突變引起的電力電子器件的過壓問題，確保電路安全與電機穩定運行。

1 開關磁阻變檔電機及數學模型

1.1 開關磁阻變檔電機

本文研究的三相12/8極SRM結構如圖1(a)所示，每相有4個繞組，可將4個繞組全部串聯，兩兩串聯后并聯以及全部并聯，如圖1(b)所示。

圖1 開關磁阻變檔電機結構

SRM典型的電流波形如圖2所示，在電流續流結束后有很長一段時間電流為0 A，電機繞組為感性元件，感應電動勢大小為

(1)

圖2 開關磁阻電機電流波形

圖3 開關磁阻變檔電機與內燃機+變速箱動力特性對比

1.2 開關磁阻變檔電機數學模型

在SRM運行過程中，第k相繞組的電壓方程為

(2)

式中：Uk、ik、Rk分別為電機第k相電壓、電流和電阻；ψk為第k相繞組磁鏈。

為避免繁瑣的數學公式推導，通常采用線性模型對SRM分析。該模型下，電磁轉矩的表達式為

(3)

式中:Tk為第k相繞組瞬時轉矩；Lk為第k相電感。

(4)

式中ωr為電機轉速。

SRM一般選擇在相電感上升階段導通，為了降低轉矩脈動，要求在電感下降前電流結束續流，故在電機導通階段近似認為相電感為最小值，Lk=Lmin，且保持不變，導通階段式(4)可表示為

(5)

低速時，采用電流斬波控制相電流幅值，相電流近似為方波，最大值為斬波幅值Im，由式(3)知，電磁轉矩Tk∞Lk，而電機相電感Lk∞N2，因此低速時電機電磁轉矩Tk∝N2，增加每相繞組匝數可增大電磁轉矩；高速時，不再采用電流斬波，相電流為單脈沖形式，假設導通角為θop，電機轉速ωr保持不變，電感變化量ΔLk=K1Lmin，K1為常數，結合式(3)與式(5)可得：

(6)

(7)

2 繞組切換控制策略

2.1 變檔電路拓撲結構

本文提出的變檔電路拓撲結構如圖4所示。以A相為例，中心抽頭將A相繞組分成匝數、電阻、電感等參數均相同的A1、A2兩段，經二極管DA3串聯。為避免電流經IGBT反并聯二極管續流，導致電機退磁速度下降，在IGBT支路中正向串聯二極管DA1與DA2。

圖4 提出的變檔電路拓撲

SRM低速運行時QA1、QA2關斷，A1、A2串聯，構成低速運行電路1；SRM高速運行時導通QA1、QA2，A1、A2切換為并聯，構成高速運行電路2，如圖5所示。結合不對稱半橋，電機A相變檔電路如圖6所示，B、C相變檔電路同A相。

圖5 低/高速運行電路

圖6 A相變檔電路

2.2 變檔電路續流過程

采用不對稱半橋拓撲時，SRM正常運行的各相繞組獨立驅動，一個周期內開關管有3組狀態，如圖7所示。Q1、Q2導通，直流母線電壓直接加在繞組兩端，電機進入勵磁狀態，如圖7(a)；Q1關斷，Q2導通，繞組兩端電壓為零，電機進入續流狀態，如圖7(b)；Q1、Q2關斷，繞組兩端為反向直流母線電壓，繞組電流迅速降為0 A，電機退磁，如圖7(c)。

圖7 相繞組開關狀態

結合變檔電路后，電流的流通路徑基本與傳統不對稱半橋中一致，以A相為例，變擋前后電路中開關狀態及電流路徑如圖8所示。

圖8 變擋前/后續流過程

圖8(a)、圖8(b)、圖8(c)為繞組串聯時電流流通路徑，3種狀態下的二極管DA3一直導通，QA1與QA2處于關斷狀態。開關狀態S=1，電流流過A1、DA3、A2，繞組兩端電壓為直流母線電壓；開關狀態S=0，繞組電壓為零，電流自然續流，從A1流經DA3、A2、Q2、D2，回到A1，電流下降的速度由該續流回路的時間常數決定；開關狀態S=-1，繞組承受反向直流母線電壓，電流從A1流經DA3、A2、D1、直流母線電源、D2，回到A1，電流在反向直流母線電壓作用下迅速衰減為零。若在QA1與QA2支路未串聯二極管，開關狀態S=-1的電流流通路徑如圖9所示，電流經QA1與QA2反并聯二極管續流，下降速度由該回路時間常數決定，電機退磁速度變慢，甚至導致下個周期到來時繞組中電流還未降為零，影響電機正常運行。

圖9 無二極管退磁

圖8(d)、圖8(e)、圖8(f)為繞組并聯時電流流向，開關狀態S=1，電流經Q1后分為兩條支路，分別流過A1、QA1、DA1和QA2、DA2、A2，匯合后流經Q2，回到電源，DA3承受反向直流母線電壓關斷；開關狀態S=0，繞組A1與A2兩端感應電壓方向為左負右正，導致QA1與QA2的集電極與發射極間的電壓為負，無法流過電流，電流經DA3續流；開關狀態S=-1，QA1與QA2同樣無法流過電流，電流通路同圖8(f)。

2.3 繞組切換控制策略

相比于其他電機，SRM電流在退磁結束后降為零，且在下個導通周期到來之前維持不變，如圖2所示，在θe到θon+1這段區間電機相電流為零，利用SRM電流自然降為零的特性可有效避免帶電流切換時繞組的過電壓問題。

SRM繞組切換控制框圖如圖10所示，ωs為切換轉速，當電機實際轉速ω高于切換轉速ωs時，分別對每相電流和轉子位置進行判斷，若相電流為0 A且轉子位置到達給定區間，則切換繞組，切換區間如圖2所示。理論上相電流在θe后就已降為0 A，為避免電機實際運行過程中電流檢測環節誤差，導致在θe之前某個角度誤切換，加入了位置檢測，當轉子位置處于θ1到θ2區間內時，發出控制信號SQa、SQb、SQc，導通圖6中的QA1、QA2及另外兩相變擋電路中的IGBT，繞組連接方式切換為并聯。同樣的，當電機實際轉速ω低于切換轉速ωs時，在相電流與轉子位置滿足上述條件時，對電機繞組實施切換，確保在電機相電流為0A條件下的安全切換。

圖10 繞組切換控制框圖

利用鎖存器原理，在第一次檢測到相電流與轉子位置滿足上述條件時發出控制信號，此后控制信號保持不變。電機實際轉速ω與切換轉速ωs作差，防止轉速波動誤切換，差值經滯環比較后輸出一個轉速信號，只有當轉速信號改變時控制信號才會發生改變，實現繞組串并聯間的反復平滑切換。

3 仿真分析

3.1 繞組切換前后電機特性對比

為驗證提出的變擋電路及控制策略的有效性，以一臺150W、三相12/8極SRM為控制對象，電機參數如表1所示。在ANSYS/Maxwell中建立有限元模型，對電機電磁特性進行仿真；在Matlab/SIMULINK中搭建控制模型。

表1 開關磁阻電機樣機參數

圖11為電機的轉速——轉矩特性曲線，繞組連接方式從全串聯切換為兩串兩并，下文的串聯指全串聯，并聯指兩串兩并，此后不再贅述。繞組串聯時電機電磁轉矩最大值約為10 N·m，輸出轉矩1 N·m的最高轉速為1 500 r/min；繞組并聯時電機電磁轉矩最大值只有串聯時的一半，在800 r/min左右輸出的電磁轉矩大于串聯下的電磁轉矩，輸出轉矩1 N·m下的最高轉速可達2 500 r/min，可見低速時繞組串聯可獲得更大的轉矩輸出，高速時繞組并聯可拓寬電機調速范圍。

圖11 串/并聯轉速—轉矩曲線

3.2 變擋電路仿真

電機有限元模型采用外電路激勵，搭建變擋電路。圖12為并聯支路中有無二極管的電流對比，有二極管時電機快速退磁，如圖12(a)所示，繞組(圖4中的A1與A2)上的電流與相電流同時降為0A；無二極管時繞組中電流按圖9方式續流，繞組有獨自的續流回路，相電流快速降為0 A，但繞組退磁緩慢，如圖12(b)所示，轉子轉過半個周期后相電感減小，繞組中電流有增大趨勢，電流波形發生畸變，導致下個周期到來時相電流及繞組電流繼續增大，且最大值大于上個周期的最大值，電流不斷積累，電機過飽和，發熱嚴重，影響繞組切換及電機正常穩定運行。

圖12 并聯支路有/無二極管對比

圖13為不同切換時機下的A相電流及繞組電壓波形。圖13(a)的繞組在勵磁階段由串聯切換為并聯，繞組A1上感應出將近2 kV的高壓；圖13(b)的繞組在零電流階段由串聯切換為并聯，繞組A1兩端電壓正常。圖13(a)與圖13(b)的電壓表接法相反，圖13(b)為正向接法。

圖13 不同切換時機的相電流與繞組電壓對比

3.3 繞組切換仿真

在MATLAB/Simulink中搭建電機控制模型，繞組切換采用零電流配合轉子位置的控制策略，圖14為電機低速時繞組反復切換的轉速、三相電流及對應的控制信號波形。電機參考轉速開始為100 r/min，在2 s時變為200 r/min，在4.5 s時變回100 r/min，在7 s時又變為200 r/min，最終在9.5 s時變回100 r/min，切換轉速設置為150 r/min。

圖14 低速反復切換的轉速、電流和控制信號波形

圖15、圖16分別是電機轉速上升及下降過程中繞組切換過程的轉速、三相電流及控制信號波形。由仿真可知，轉速上升達到切換轉速時，電機未立刻切換繞組，待電流降至0 A且轉子位置到達給定區間時，控制信號給1(高電平)，導通并聯支路中的IGBT，繞組連接方式由串聯變為并聯；電機轉速下降時，當轉速低于切換轉速且轉子位置滿足條件后控制信號由1變為0(低電平)，關斷并聯支路中的IGBT，繞組連接方式由并聯變回為串聯。

圖15 電機加速時轉速及三相電流和控制信號波形

圖16 電機減速時轉速及三相電流和控制信號波形

圖17為電機高速切換的轉速、相電流及控制信號波形，仿真時電機初始參考轉速為800 r/min，在2 s時上升到1 100 r/min并在5 s時下降到800 r/min，切換轉速設置為1 000 r/min，圖17(a)是升速過程中電機轉速、相電流和控制信號波形；圖17(b)是圖17(a)的局部放大圖；圖17(c)是減速過程中電機轉速、相電流和控制信號波形。

圖17 高速切換的轉速、相電流和控制信號波形

上述仿真所示的切換均在電流為0 A時實現，且在一個周期內即可完成，切換迅速，對電機動態性能無影響，所提控制策略可實現繞組安全快速切換。

4 實驗驗證

為驗證本文所提切換策略的有效性，搭建dSPACE實驗平臺，對一臺150W、三相12/8極SRM進行實驗，如圖18所示。

圖18 實驗平臺形

圖19是電機低速時繞組切換的實驗波形，切換轉速150 r/min。

圖19 低速切換實驗波形

圖19(a)為電機繞組反復切換的轉速、三相電流和對應的控制信號波形圖，根據電機轉速的變化，A、B、C三相控制信號實現了高、低電平間的在線自動切換，且能夠反復平滑切換，對轉速基本無影響。圖19(b)為電機轉速從100 r/min上升到200 r/min的轉速、三相電流和對應的控制信號波形圖，電機轉速達到切換轉速時并未立刻切換，待各相電流為零且轉子位置轉到給定區間時，三相控制信號由低電平變為高電平，導通IGBT，繞組由串聯切換為并聯。圖19(c)為電機轉速從200 r/min下降到100 r/min的轉速、三相電流和對應的控制信號波形圖，與升速切換同理，當電流信號與轉子位置信號滿足條件時，繞組由并聯切換為串聯，切換過程中電流未發生突變，不會產生電壓沖擊。

圖20是電機高速時繞組切換的波形圖，切換轉速1 000 r/min。

圖20 高速切換實驗波形

圖20(a)為電機轉速從800 r/min上升到1 100 r/min的轉速、相電流和對應的控制信號波形圖，升速過程中相電流有兩段變化過程，速度給定變化時，電流增大，電磁轉矩增加，電機轉速上升，達到切換轉速直至繞組切換完成，電流再次增大，最終穩定；圖20(b)為圖20(a)的局部放大圖，切換在零電流時完成；圖20(c)為電機轉速從1 100 r/min下降到800 r/min的轉速、相電流和對應的控制信號波形圖，轉速下降過程較慢，此期間相電流為零，待轉速低于1 000 r/min且位置信號滿足條件后，繞組由并聯切換為串聯。

上述繞組切換均在相電流為零時動作，電流檢測與轉子位置配合，實現了繞組在線平滑切換，切換迅速，暫態過程短，對電機動態性能無影響。

5 結 論

本文提出變檔電機概念，通過對電機繞組連接方式的切換達到傳統內燃機與變速箱結合后的調速性能，實現僅由電機即可完成的變檔操作。為避免切換過程中繞組上電流突變產生過高的感應電壓，利用開關磁阻電機電流特性，配合電機轉子位置，實現了零電流切換，確保了繞組切換過程的快速、平滑、安全及電機的穩定運行，為變檔電機的研究打下基礎。設計出了變擋電路拓撲結構，電機變擋前后可正常勵磁、續流及退磁，在不影響電機正常運行的前提下拓寬了電機的調速范圍。以一臺三相12/8極SRM為控制對象進行仿真和實驗，證明了所設計的變擋電路及繞組切換控制策略的有效性。