基于單脈沖試驗的IGBT模型的電壓應力測試分析

田建平

摘要：IGBT作為功率設備的核心器件，在電力電子工業領域應用廣泛。為了進一步了解電壓應力對IGBT模塊的影響，本文搭建了實驗樣機（選用3代IGBT采用T型三電平拓撲，額定輸出線電壓315 V，電流230 A，設計輸入電壓范圍500～1 000 V），通過單脈沖試驗對不同廠家不同型號的IGBT進行電壓應力分析并給出解決方案的可行性。

關鍵詞：IGBT;單脈沖;電壓應力

IGBT（絕緣柵雙極型晶體管）是由MOS（絕緣柵型場效應管）和BJT（雙極型三極管）組成的復合全控型電壓驅動式功率半導體器件，IGBT作為功率設備的核心器件，在電力電子設備中有著廣泛的應用口，，市場不僅追求著低成本和高功率密度，對性能和可靠性要求也更高[3，4]。IGBT的開關暫態特性限制著它的最大工作結溫、最大開關頻率、EMC性能、散熱性能、優化電路系統等性能[5]。

為了進一步了解IGBT工作性能，筆者搭建了光伏3代IGBT采用T型三電平拓撲，額定輸出線電壓315 V，電流230A，設計輸入電壓范圍500～1 000V。目前備選IGBT模塊為英飛凌F3L400R12PT4_B26、西門康SKiM400TMLI12E4B、富士4MBI400VG-120R-50。英飛凌IGBT模塊已經搭建了實驗樣機，初步的測試表明英飛凌IGBT模塊的關斷電壓應力很大。因IGBT橋臂的耐壓為1 200 V，關斷時只承受一半的母線電壓，電壓應力不是問題。IGBT的鉗位耐壓值為650 V（英飛凌、西門康）或600 V（富士），關斷電壓尖峰問題很嚴重[6]。

1??? 單脈沖測試原理

本文設計IGBT測試采用單脈沖測試，開通或關斷狀態都能測試。為方便起見，只對T3做單脈沖測試。單脈沖實驗原理示意如圖1和圖2所示。

圖1為英飛凌IGBT示意圖，對T2做單脈沖測試時，短路其他IGBT門極。電壓施加于BUS+和BUS_ N功率端子，電感器并聯于BUS+和交流輸出端子。當T2 IGBT開通時，母線電壓通過T2反并二極管D2 T3施加于電感上，電感電流線性上升，如紅色實線所示。當到達某時刻，T3關斷，電感電流通過T1反并聯二極管D1續流，如紅色虛線所示。控制T3 IGBT導通時間，可以改變IGBT關斷時的電流[7]。

圖2為富士IGBT單脈沖測試示意圖，選用的富士IGBT采用RB-IGBT。T3開通時，母線電壓通過導通的T3施加于電感上，電感電流線性上升，如紅色實線所示。當到達某時刻，T3關斷，電感電流通過T1反并聯二極管D1續流，如紅色虛線所示。改變T3導通時間可以控制T3關斷電流值的大小，如圖3所示為測試波形圖。

一般來講，IGBT模塊DC母線側都會并聯高頻Snubber電容。有母線Snubber電容情況下，IGBT關斷電壓過沖分為兩部分，如圖4所示。第一個尖峰寬度很窄，電壓值最高，見圖4中的ΔV1。這主要是IGBT內部寄生電感和Snubber電容寄生電感產生的。第一個尖峰之后為頻率較低的衰減震蕩，造成的電CE電壓過沖為ΔV2。這主要是IGBT關斷造成電流變化，導致寄生電感與Snubber電容發生諧振。ΔV2受到寄生電感及關斷電流影響。

單脈沖（或雙脈沖）測試時，可以在母線兩端加Snubber電容，這樣測試中產生的第一個電壓過沖同實際情況基本相同，具有較大的參考價值。第二個電壓過沖受測試系統的母線寄生電感影響，與實際情況差異較大[8]。

2??? RCD緩沖電路對IGBT電壓應力的影響

按照光伏2代設計，三電平逆變輸出端子可以增加RCD（電容電阻二極管）緩沖電路來吸收電壓尖峰。單脈沖測試時，也可以增加RCD緩沖電路。圖5為富士IGBT模塊T3管單脈沖測試時RCD緩沖工作示意圖，英飛凌和西門康緩沖電路類似，不再贅述。

T3關斷時，電感電流一部分通過T1反并聯二極管D1續流，一部分通過RCD緩沖電路Ds流向電容Cs，Cs電荷通過放電電阻Rs瀉放。交流輸出端子U電壓可以通過電容Cs鉗位，Cs電壓一般維持在母線電壓，因此T3關斷電壓應力得以降低。同時直流輸入側并聯Snubber電容C_sn。

在圖5所示的測試電路中，T3的關斷電壓應力主要受以下幾個因素影響：

1.門極驅動電阻;

2.關斷電流;

3.Snubber電容C_sn;

4.RCD緩沖電路。

關斷電壓應力不僅受驅動電阻的影響，母線Snubber電容，RCD緩沖電容也會影響電壓應力。

英飛凌IGBT模塊測試了三種外圍緩沖電路下的關斷電壓應力：

母線Snubber電容0.68μF，無RCD緩沖，電容采用的是廈門法拉的MKP82系列金膜電容，此系列電容0.56μF型號用于光伏2代IGBT吸收;

母線Snubber電容2.2μF，無RCD緩沖，電容采用的是廈門法拉的C82系列IGBT吸收專用電容，此系列用于UPS工頻機IGBT吸收;

母線Snubber電容2.2μF，加RCD緩沖，RCD緩沖參數如下：C：0.1μF/630 V×2，D：1 200 V/60 A二極管×2，R：51Ω。

測試關斷電流分別選擇了350 A～400 A（中電流）和550 A～600 A（大電流）兩個電流范圍，其中350 A～400 A對應110%負載工作時的最大電流，550 A～600 A對應逐波限流電流。這兩種電流范圍是IGBT工作時兩種考核工況。圖6為英飛凌IGBT在不同驅動電阻下的電壓應力的測試結果。

從實驗結果可以看出，中等電流下，Snubber電容2.2μF電壓應力明顯低于0.68μF。但增加了RCD緩沖后，應力改善不明顯，且只在驅動電阻較小時有效，驅動電阻增大后幾乎無效果。大電流下，RCD緩沖反而起到了反作用，電壓應力反而更高。這與英飛凌IGBT封裝有關，其輸入輸出引腳距離很遠，RCD緩沖路徑太長，吸收效果很差。

對英飛凌IGBT模塊，不建議增加RCD緩沖電路，通過選擇高頻特性更好的Snubber電容能有效降低關斷電壓應力[9]。

圖7為英飛凌IGBT在不同電流下電壓應力對比曲線。外圍緩沖電路都采用了方案2。結果可以看出，中等電流和大電流下，英飛凌IGBT應力差異不大，驅動電阻較大時，差異更小。因此對英飛凌IGBT來講，逐波限流時電壓應力同正常工作時差異不大。也就是說，通過減小逐波限流電流的方法減小電壓應力，效果不明顯。

英飛凌IGBT模塊T3關斷典型波形如圖8。測試條件為：母線電壓300 V，驅動電阻10Ω，關斷電流約370 A，結溫約25 ℃，外圍緩沖電路為方案2。因英飛凌IGBT模塊寄生電感較大，因此關斷電壓尖而高。英飛凌模塊在驅動電阻較小時比較敏感，當驅動電阻增加到一定程度，電壓應力下降變緩慢。

3??? 電壓應力解決方案

從實驗結果來看，解決鉗位IGBT應力過高問題主要有以下兩種思路。

1）增大驅動關斷電阻;英飛凌和西門康IGBT需要增大關斷電阻到33Ω才能將電壓過沖控制到150 V以內;富士鉗位IGBT耐壓600 V，需要將電壓過沖控制在100 V以內，即使將驅動電阻增加到100Ω也無法滿足降額要求。

2）采用有源鉗位驅動，關斷電壓應力過高時，通過CG極之間的TVS反饋，降低關斷就電壓應力。

經分析，以上兩種方案都存在一些弊端。

對方案1）增大驅動電阻，存在如下幾個弊端。

A.驅動電阻加大導致驅動延時增加，西門康模塊采用33Ω驅動電阻時，驅動關斷延時高達2.8μs，17Ω也有約2μs，預計死區時間必須達到4～5μs才能滿足要求。

B.限制橋臂IGBT開通速度。橋霄IGBT開通太快時，鉗位IGBT的CE之間電壓上升速率太快，通過CG之間的密勒電容形成位移電流，抬高鉗位IGBT的G極電壓，導致漏電流加大。關斷電阻越大，這個效應越明顯。光伏2代逆變器上內管IGBT的實驗波形如圖9所示。應對此問題有如下兩種方法。

方法一是關斷鉗位IGBT時采用兩段驅動電阻，閥值電壓以上采用較大的驅動電阻以降低關斷電壓應力，閥值電壓以下采用較小的驅動電阻，防止門極電壓被沖高。方法二，鉗位IGBT的GE之間并聯電容，壓制門極電壓上沖，但這種方法反過來會加大IGBT關斷延時。

探頭設置為：黃線為逆變電感電流;藍線為內管Vce電壓紅線：內管Vge電壓，開關損耗增加，導致結溫不滿足降額要求。以西門康IGBT為例，開關損耗驅動電阻都按5Ω驅動電阻計算。

若橋臂IGBT開通電阻由5Ω變為10Ω，單次開通損耗由21 mJ增加到47 mJ，T1/T4開關損耗由105 W增加到162 W（輸入電壓750 V，輸出電流252 A，功率因數1），總損耗由2 152 W增加到2 493 W，增加15.6%。

若鉗位IGBT關斷電阻由5Ω變為10Ω，單次關斷損耗由27 mJ增加到45 mJ，低壓穿越時（輸入電壓800 V，輸出電流252 A，功率因數0）T2/T3開關損耗由49.6 W增加到70.4 W，T2/T3總損耗由203.4 W增加到224 W，增加12%，進一步增加了低壓穿越時的熱應力。

若鉗位IGBT關斷電阻由5Ω變為10Ω，單次關斷損耗由27 mJ增加到45 mJ，調無功時（輸入電壓750 V，輸出電流252 A，功率因數0.8）T2/T3開關損耗由10.2 W增加到14.5 W，T2/T3總損耗由96.2 W增加到100.5 W，增加4.4%。

對方案2），采用有源鉗位驅動，存在如下風險：

1）有源鉗位驅動我司無人采用，無調試經驗;

2）鉗位反饋用的TVS要求很高，選型較困難，且損耗較大;

3）單邊母線過壓，如果超過有源鉗位電壓，可能導致IGBT進入線性工作區，導致過熱燒毀。

4??? 結論

從單脈沖測試結果來看，西門康IGBT模塊關斷電壓應力最低，在關斷電阻33 Q時能滿足電壓降額要求。如果進一步改進母線Snubber電容，采用用17Ω驅動電阻，關斷延時較大。

富士模IGBT模塊采用的RB-IGBT特性較特殊，驅動電阻很大。在驅動電阻100Ω、采用RCD緩沖情況下電壓過沖控制在160 V左右。做到1 000 V輸入電壓工作幾乎不可能，如輸入電壓降低為900 V，適當改進也可能滿足要求。

英飛凌IGBT模塊電壓應力較差，采用33 Ω較大驅動電阻，電壓過沖也可以控制在150 V左右。

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