雙三相多相永磁同步電機(jī)驅(qū)動(dòng)器混合直接轉(zhuǎn)矩控制策略

劉偉波，邢佳麗，趙向禹，周登

(國網(wǎng)浙江嵊州市供電有限公司運(yùn)維檢修部，嵊州 312400)

多相永磁同步電機(jī)(permanent magnet synchronous motor，PMSM)以其高效率、高響應(yīng)速度以及故障后無需外部硬件情況下進(jìn)行容錯(cuò)運(yùn)行等優(yōu)勢(shì)被廣泛應(yīng)用于對(duì)可靠性有嚴(yán)格要求的應(yīng)用場合，如航空航天、電力系統(tǒng)以及船舶推進(jìn)系統(tǒng)等[1-2]。與三相驅(qū)動(dòng)相比，多相電動(dòng)機(jī)驅(qū)動(dòng)具有額定功率大、轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)低、容錯(cuò)能力好等優(yōu)點(diǎn)[3]。其中，雙三相電動(dòng)機(jī)驅(qū)動(dòng)器由于具有多個(gè)三相定子繞組，便于模塊化設(shè)計(jì)，且能夠消除六次諧波轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)，而受到廣泛關(guān)注[4]。

通常，在雙三相電動(dòng)機(jī)驅(qū)動(dòng)器中，轉(zhuǎn)矩控制的穩(wěn)態(tài)和瞬態(tài)性，直接決定了驅(qū)動(dòng)器的動(dòng)態(tài)響應(yīng)能力[5]。目前在雙三相電動(dòng)機(jī)驅(qū)動(dòng)器中普遍采用直接轉(zhuǎn)矩控制(direct torque control，DTC)策略[6]。然而，傳統(tǒng)的基于開關(guān)表(switch table，ST)的DTC存在低速性能不足、轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)大、切換頻率可變和電流諧波較高等缺陷，阻礙了DTC策略在雙三相電機(jī)驅(qū)動(dòng)器中的進(jìn)一步應(yīng)用[7-8]。

為解決傳統(tǒng)DTC策略的缺陷，眾多專家學(xué)者針對(duì)DTC策略的改進(jìn)開展了大量研究。文獻(xiàn)[9]提出了一種基于占空比控制的直接轉(zhuǎn)矩控制策略，通過在一個(gè)控制周期內(nèi)對(duì)一個(gè)虛擬矢量和一個(gè)零矢量進(jìn)行同時(shí)作用，并運(yùn)用占空比法計(jì)算得到一個(gè)采樣周期內(nèi)虛擬矢量的作用時(shí)間，可有效降低諧波電流和轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)。文獻(xiàn)[10]以空間電流矢量為控制對(duì)象，在轉(zhuǎn)子磁場坐標(biāo)系下的構(gòu)建模型，推導(dǎo)出電流矢量導(dǎo)數(shù)的估測模型，進(jìn)而預(yù)測出電流矢量的軌跡，根據(jù)最優(yōu)電壓矢量選擇判據(jù)選定開關(guān)狀態(tài)，完成基于圓形電流誤差邊界限定形式的永磁同步電機(jī)的預(yù)測控制，但是該方法在開關(guān)狀態(tài)的設(shè)置上較為復(fù)雜，缺乏實(shí)際應(yīng)用性。文獻(xiàn)[11]提出了一種基于衰減記憶卡爾曼濾波器的永磁電機(jī)直接轉(zhuǎn)矩控制方法，通過選取旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的電流、轉(zhuǎn)子位置和轉(zhuǎn)速作為狀態(tài)變量，實(shí)現(xiàn)電機(jī)轉(zhuǎn)矩和磁鏈的衰減記憶卡爾曼濾波器估計(jì)，可有效改善衰減記憶卡爾曼參數(shù)易發(fā)散的問題。但上述方法在矢量選擇和停留時(shí)間計(jì)算中需要準(zhǔn)確了解電機(jī)參數(shù)，從而降低控制系統(tǒng)的魯棒性。文獻(xiàn)[12]僅使用低共模電壓的小矢量和大矢量合成零諧波平面電壓的虛擬電壓矢量來控制五相永磁同步電機(jī)無需在成本函數(shù)中加入新的控制目標(biāo)即實(shí)現(xiàn)了對(duì)共模電壓的抑制，但共模電壓的變化頻率過高。但上述方法由于三相電機(jī)驅(qū)動(dòng)器諧波子空間中的阻抗相對(duì)較小，因此容易感應(yīng)出低階電流諧波。

針對(duì)上述研究存在的相關(guān)問題，現(xiàn)提出一種新型混合DTC策略，用于雙三相PMSM驅(qū)動(dòng)器。首先，在穩(wěn)態(tài)運(yùn)行模式和動(dòng)態(tài)運(yùn)行模式下設(shè)計(jì)不同的轉(zhuǎn)矩控制器，實(shí)現(xiàn)傳統(tǒng)轉(zhuǎn)矩控制的快速動(dòng)態(tài)響應(yīng)；其次，基于轉(zhuǎn)矩控制器提出雙模式轉(zhuǎn)換方法，實(shí)現(xiàn)兩種操作模式之間的平滑轉(zhuǎn)換；通過合成無諧波電壓矢量，抑制雙三相PMSM驅(qū)動(dòng)器諧波子空間上的電流分量。最后，通過仿真實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證所提控制策略的有效性。

1 雙三相PMSM建模

圖1為由六相兩電平逆變器供電的雙三相永磁同步電機(jī)驅(qū)動(dòng)器。

A、B、C、D、E、F分別為電機(jī)的不同相；DC為直流電源；S1、S2分別為假設(shè)電機(jī)繞組為正弦分布

通過忽略磁飽和、互漏電感和鐵損簡化雙三相PMSM電機(jī)模型，得到電壓和磁通模型的數(shù)學(xué)方程[13]，公式為

(1)

式(1)中：us為定子電壓；is為定子電流；ψs為定子磁通；Ls為定子電感；ψf為轉(zhuǎn)子磁通的幅度；θ為d軸與A相繞組之間的相角。其中，分布函數(shù)F(θ)的數(shù)學(xué)表達(dá)式[14]為

(2)

由于雙三相PMSM屬于非線性高階系統(tǒng)，其系統(tǒng)分析和控制較為困難。因此，通過使用矢量空間解耦(vector space decomposition，VSD)將雙三相PMSM的電壓和電流空間矢量，解耦為3個(gè)二維正交子空間，分別為α-β、x-y和o1-o2。其中，α-β子空間包括基本分量和諧波分量，階次為6m±5(m=1,3,5,…)階次的諧波分量；x-y子空間的分量包括6m±1(m=1,3,5,…)階次的諧波分量，其不參與轉(zhuǎn)矩生成；o1-o2子空間的分量為零序分量，包括階次為6m±3(m= 1,3,5,…)的諧波分量。

VSD的解耦矩陣為

(3)

根據(jù)VSD矩陣變換可知，雙三相繞組的中性點(diǎn)被隔離，矩陣方程可以簡化為四維方程，相應(yīng)的電壓、磁通和轉(zhuǎn)矩方程如式(4)～式(6)所示。

(4)

(5)

Te=3np(ψdiq-ψqid)

(6)

式中：Rs為定子繞組電阻；uq、ux、ud、uy分別為對(duì)應(yīng)軸上的電壓；iq、ix、id、iy分別為對(duì)應(yīng)軸上的電流；ψq、ψx、ψd、ψy分別為對(duì)應(yīng)軸上的磁通；Ld、Lq分別為對(duì)應(yīng)軸上的電感；Lxy為x、y軸之間的電感；Ld=Lls+3Lms+3Lmr，Lq=Lls+ 3Lms-3Lmr，Lxy=Lls，Lmr為同步電感，Lms為定子互感，Lls為定子漏感；np為極對(duì)數(shù)。由于3個(gè)子空間中，只有α-β子空間上的分量與機(jī)電能量轉(zhuǎn)換相關(guān)，因此可通過控制雙三相PMSM實(shí)現(xiàn)轉(zhuǎn)矩控制。但是由定子電阻和x-y子空間上的漏感組成的較小諧波阻抗在諧波電壓較低的情況下，可能會(huì)導(dǎo)致高五階和七階電流諧波。因此需要抑制低階電流諧波。

2 傳統(tǒng)DTC控制策略

2.1 ST-DTC控制策略

雙三相PMSM的ST-DTC控制具有結(jié)構(gòu)簡單、瞬態(tài)響應(yīng)快等優(yōu)點(diǎn)，如圖2所示為雙三相PMSM的ST-DTC控制結(jié)構(gòu)圖。可以看出，通過α-β子空間上的電壓和電流分量反饋，可估算出電磁轉(zhuǎn)矩Te和定子磁通ψs。轉(zhuǎn)矩和磁通遲滯調(diào)節(jié)器主要用于從開關(guān)表中選擇無諧波矢量作為給定的電壓矢量。對(duì)于雙三相PMSM，可通過合成一組無諧波矢量來抑制由x-y子空間上的小諧波阻抗引起的意外電流諧波。

VX(X=A，B，…，F(xiàn))為對(duì)應(yīng)相的無諧波矢量；isα、isβ為α和β軸定子電流；usα、usβ為α和β軸定子電壓；標(biāo)*的均為對(duì)應(yīng)參量的參考值

2.1.1 基于VSD的SVM

通常，兩電平電壓源逆變器(voltage source inverter，VSI)總共可產(chǎn)生64個(gè)逆變器電壓矢量。如圖3所示為將64個(gè)矢量投影到α-β子空間和x-y子空間上的逆變器電壓矢量分布圖。

圖3 逆變器電壓矢量

由圖3可知，各電壓矢量通過基于SFSESDSCSBSA的二進(jìn)制值轉(zhuǎn)換為十進(jìn)制數(shù)字標(biāo)記。圖中，逆變器電壓矢量根據(jù)α-β子空間上的振幅L1、L2、L3和L4分為4組，分別用紅色、藍(lán)色、橙色和綠色表示。如表1所示，為選定向量的振幅。

表1中，Udc為雙三相PMSM驅(qū)動(dòng)器兩端的電壓，為使新合成的無諧波矢量振幅最大，用來自L1和L2組的逆變器電壓矢量進(jìn)行電壓合成。通過將x-y子空間上的平均伏秒值設(shè)為零，可在α-β子空間上合成12個(gè)無諧波矢量，即V1～V12。由此，α-β子空間被12個(gè)無諧波矢量劃分為12個(gè)扇區(qū)，即S1～S12，如圖4所示。

表1 選定向量的振幅

圖4 α-β子空間上的無諧波矢量

其中，無諧波矢量V1由來自L1組的矢量9和來自L2組的矢量43合成。根據(jù)表1，與L1和L2組中向量相對(duì)應(yīng)的時(shí)間權(quán)重系數(shù)PL1和PL2具有約束關(guān)系為

(7)

i=1,2,…,12

(8)

2.1.2 向量選擇

上述分析可知，磁通控制信號(hào)Eψ和轉(zhuǎn)矩控制信號(hào)ET為轉(zhuǎn)矩和磁通滯后調(diào)節(jié)器的輸出信號(hào)，其輸出值1、0和-1分別表示轉(zhuǎn)矩或磁通量的增加、不變和減小。圖5所示為磁通滯后原理圖。

Hψ為參考定子磁通的閾值

當(dāng)實(shí)際定子磁通ψs超過閾值Hψ時(shí)，磁通控制信號(hào)Eψ狀態(tài)發(fā)生改變。圖6(a)所示為轉(zhuǎn)矩磁滯調(diào)節(jié)器，由圖6(a)可知，實(shí)際轉(zhuǎn)矩的突然下降是造成嚴(yán)重轉(zhuǎn)矩波動(dòng)的主要原因。事實(shí)證明[15]，零電壓矢量具有緩慢減小轉(zhuǎn)矩的作用，因此對(duì)傳統(tǒng)轉(zhuǎn)矩磁滯調(diào)節(jié)器進(jìn)行修改，如圖6(b)所示。由圖6(b)可知，可通過引入零向量并減少使用突降轉(zhuǎn)矩來減少ST-DTC策略的轉(zhuǎn)矩波動(dòng)。

圖6 轉(zhuǎn)矩磁滯調(diào)節(jié)器的原理

表2所示為開關(guān)表，結(jié)合圖4的切換邏輯進(jìn)行無諧波矢量選擇。當(dāng)定子磁通位于扇區(qū)1(S1)中時(shí)，非零向量V3、V4、V9和V10以及零向量V0可用于轉(zhuǎn)矩和磁通控制。其中，V3可同時(shí)增加磁通和轉(zhuǎn)矩，V4將減小磁通量并增加轉(zhuǎn)矩，V9將同時(shí)減小磁通量和轉(zhuǎn)矩，V10將增大磁通量并減小轉(zhuǎn)矩，而V0將緩慢減小轉(zhuǎn)矩。

表2 開關(guān)表

2.2 SVM-DTC策略

SVM-DTC策略可有效減少轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)，并保持驅(qū)動(dòng)器的良好動(dòng)態(tài)性能。與ST-DTC策略相比，SVM-DTC的主要缺點(diǎn)是采用轉(zhuǎn)矩PI控制器會(huì)降低部分動(dòng)態(tài)響應(yīng)能力。

2.2.1 控制圖

圖7所示為雙三相PMSM的傳統(tǒng)SVM-DTC策略控制圖。與ST-DTC策略相比，其參考電壓矢量的幅度V*和角度θ*為基于轉(zhuǎn)矩角Δδ和實(shí)際定子磁通ψs誤差預(yù)測所得。參考電壓矢量通過兩步電壓矢量SVM進(jìn)行合成，首先利用逆變器電壓矢量，通過設(shè)置x-y子空間上的電壓矢量為零，合成無諧波矢量；其次，根據(jù)伏秒平衡原理，使用兩個(gè)相鄰的無諧波矢量組成參考電壓矢量，并將電壓矢量合成過程分解為兩個(gè)獨(dú)立的步驟，以降低SVM策略的復(fù)雜性。

V*為參考電壓矢量的幅度；θ*為d軸與A相繞組之間的參考相角；Δδ為角度誤差；γs為定子磁通角

2.2.2 向量預(yù)測

γr為轉(zhuǎn)子磁通角；δ為轉(zhuǎn)子電角度

(9)

式(9)中：Ts為切換周期。

3 混合DTC策略

不同于與傳統(tǒng)的DTC策略，針對(duì)雙三相PMSM提出了一種新型的混合DTC策略，并設(shè)計(jì)了一種實(shí)現(xiàn)雙三相PMSM轉(zhuǎn)矩和定子磁鏈解耦控制的新策略。由于ST-DTC策略中轉(zhuǎn)矩控制和磁通控制互相交互，因此既需要轉(zhuǎn)矩磁滯控制又需要磁通磁滯控制。根據(jù)兩個(gè)磁滯控制器的組合輸出，從開關(guān)表中選擇最終電壓矢量。但是在穩(wěn)態(tài)和動(dòng)態(tài)狀態(tài)下，ST-DTC策略會(huì)出現(xiàn)較大的電流諧波和磁通波動(dòng)，而本文策略設(shè)計(jì)了轉(zhuǎn)矩和定子磁鏈的解耦控制，有助于在不同轉(zhuǎn)矩控制方法中進(jìn)行切換，從而穩(wěn)定地控制定子磁鏈。因此，在混合DTC策略中設(shè)計(jì)了一個(gè)磁通PI控制器來穩(wěn)定定子磁通。此外，在動(dòng)態(tài)運(yùn)行模式和穩(wěn)態(tài)運(yùn)行模式下設(shè)計(jì)了不同的轉(zhuǎn)矩控制方法，從而降低了控制系統(tǒng)的復(fù)雜性，并提出了一種平穩(wěn)的切換方法，以保證兩種工作模式之間的穩(wěn)定過渡。

圖9 用于雙三相PMSM的混合DTC的控制圖

該策略中，角度誤差Δδ和矢量預(yù)測模塊由彼此獨(dú)立的轉(zhuǎn)矩控制器和磁通控制器代替，而磁通控制器的引入不會(huì)增加復(fù)雜性。為評(píng)估本文策略的時(shí)間消耗，使用DSP控制器對(duì)具有常規(guī)轉(zhuǎn)矩調(diào)節(jié)器的ST-DTC、具有改進(jìn)型轉(zhuǎn)矩調(diào)節(jié)器的ST-DTC、常規(guī)SVM-DTC，以及所提混合DTC的執(zhí)行時(shí)間進(jìn)行測試。其中，每個(gè)采樣間隔內(nèi)的執(zhí)行時(shí)間分別為56、59、80和74 μs。由此可知，傳統(tǒng)的SVM-DTC和所提混合DTC的執(zhí)行時(shí)間比ST-DTC策略的執(zhí)行時(shí)間長。但是，與傳統(tǒng)的SVM-DTC策略相比，本文策略不會(huì)增加執(zhí)行時(shí)間。

3.1 定子磁通和轉(zhuǎn)矩的解耦控制

圖10 定子磁鏈控制原理

(10)

在所提混合故障診斷代碼下，采用兩個(gè)PI控制器控制轉(zhuǎn)矩和磁通。其中，PI控制器具有比例和積分兩部分，可為控制系統(tǒng)提供良好的穩(wěn)態(tài)運(yùn)行性能。比例部分有助于改善動(dòng)態(tài)響應(yīng)，但比例部分過多則會(huì)引起較大的高頻脈動(dòng)，并降低系統(tǒng)穩(wěn)定性。積分分量用于消除穩(wěn)態(tài)誤差，但積分分量過大會(huì)降低動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度并導(dǎo)致波動(dòng)。因此，為使驅(qū)動(dòng)器具有良好的性能，需在實(shí)驗(yàn)中通過合理的調(diào)整過程獲得一組最佳系數(shù)。

本文策略中，在滿足轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)和磁通脈動(dòng)的前提下，盡可能將兩個(gè)PI控制器的比例系數(shù)設(shè)置得更大。若可以接受穩(wěn)態(tài)誤差的消除率，則將兩個(gè)PI控制器的積分系數(shù)設(shè)置得盡可能小。當(dāng)PI控制器的輸出達(dá)到飽和點(diǎn)時(shí)，須將積分部分的輸出值保持不變，以避免過大波動(dòng)。但是有限的比例系數(shù)，以及在轉(zhuǎn)矩控制器中引入整體部件會(huì)降低轉(zhuǎn)矩響應(yīng)。因此，分別為穩(wěn)態(tài)操作和動(dòng)態(tài)操作設(shè)計(jì)了兩種轉(zhuǎn)矩操作模式，其中PI控制器用于在穩(wěn)態(tài)模式0下進(jìn)行轉(zhuǎn)矩調(diào)節(jié)，并提供低電流諧波和轉(zhuǎn)矩波動(dòng)，能夠?qū)崿F(xiàn)與常規(guī)SVM-DTC策略相似的穩(wěn)態(tài)性能。同時(shí)，在動(dòng)態(tài)操作的模式1中，轉(zhuǎn)矩產(chǎn)生的電壓分量被完全使用，從而獲得快速的轉(zhuǎn)矩響應(yīng)。通過該兩種操作模式進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計(jì)，可為穩(wěn)態(tài)和動(dòng)態(tài)操作提供良好的適應(yīng)性。

3.2 混合轉(zhuǎn)矩控制

圖11 α-β子空間第一象限中的矢量合成

根據(jù)伏秒平衡原理，每個(gè)無諧波矢量的持續(xù)時(shí)間可通過式(11)進(jìn)行求解，隨后引入時(shí)間權(quán)重系數(shù)PL1、PL2計(jì)算每個(gè)逆變器電壓矢量的停留時(shí)間，如表3所示。由于兩種工作模式的參考電壓矢量在同一方向，且通過相同的計(jì)算數(shù)據(jù)TV1和TV2進(jìn)行合成的，因此在該兩種工作模式下均不會(huì)增加計(jì)算負(fù)擔(dān)。但是，所提混合轉(zhuǎn)矩控制不適用于傳統(tǒng)的SVM-DTC策略。由于轉(zhuǎn)矩和磁通控制是相互耦合的，因此在參考定子磁通的約束條件下，需要復(fù)雜的求解過程獲得參考電壓矢量的實(shí)時(shí)恒定振幅V*、角度位置θ*以及角度誤差Δδ。

表3 S1中每個(gè)逆變器電壓矢量的停留時(shí)間

(11)

3.3 切換方式

圖12 操作模式之間轉(zhuǎn)換的判斷流程圖

圖13 動(dòng)態(tài)狀態(tài)下的模式轉(zhuǎn)換原理

對(duì)于非凸極PMSM，電轉(zhuǎn)矩的數(shù)學(xué)表達(dá)式為

(12)

由此可知，動(dòng)態(tài)轉(zhuǎn)矩差ΔTe可以近似為特定電機(jī)驅(qū)動(dòng)的固定值，即

(13)

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果與分析

為驗(yàn)證所提混合DTC策略的有效性與可靠性，選取其他控制策略進(jìn)行了對(duì)比分析。圖14所示為實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，其中使用DSP控制器(TMS-F28335)執(zhí)行控制算法并生成PWM信號(hào)，永磁同步電機(jī)耦合到雙三相PMSM以提供電負(fù)載，通過調(diào)節(jié)電阻箱改變負(fù)載轉(zhuǎn)矩。如表4所示，為實(shí)驗(yàn)關(guān)鍵參數(shù)設(shè)置結(jié)果。

表4 實(shí)驗(yàn)設(shè)置參數(shù)

4.1 穩(wěn)態(tài)性能分析

令操作轉(zhuǎn)速為1 000 r/min，負(fù)載為10 N·m，對(duì)具有常規(guī)轉(zhuǎn)矩調(diào)節(jié)器的ST-DTC、具有改進(jìn)型轉(zhuǎn)矩調(diào)節(jié)器的ST-DTC、常規(guī)SVMDTC和所提混合DTC策略的穩(wěn)態(tài)相電流進(jìn)行對(duì)比，其結(jié)果如圖15所示。由圖15可知，傳統(tǒng)ST-DTC策略和修改后策略的切換頻率隨磁滯帶、速度和負(fù)載的變化而變化。

圖15 穩(wěn)態(tài)操作下的相電流及其諧波頻譜

圖15(a)中，采用傳統(tǒng)轉(zhuǎn)矩磁滯調(diào)節(jié)器的ST-DTC策略，其系統(tǒng)相電流嚴(yán)重失真，總諧波失真(total harmonic distortion,THD)為24.94%。在所有明顯的諧波階次中，第11、13和25次諧波分量屬于α-β子空間，將導(dǎo)致轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)。第15、第27次諧波分量屬于o1-o2子空間，不對(duì)轉(zhuǎn)矩波動(dòng)和諧波電流分量產(chǎn)生影響。而其他諧波為偶次諧波電流分量，不屬于3個(gè)二維正交子空間中的任何一個(gè)。由此可知，盡管其他諧波分量會(huì)引起嚴(yán)重失真，但通過引入無諧波矢量，可有效抑制x-y子空間上的諧波電流。

圖15(b)中，通過采用改進(jìn)的轉(zhuǎn)矩磁滯調(diào)節(jié)器，系統(tǒng)電流諧波得以降低，THD為13.31%，并減少了第11、13和15次諧波分量。但是第25、第27次諧波分量仍不相同。此外，如圖15(c)、圖15(d)所示，常規(guī)SVM-DTC策略和所提混合DTC策略均能達(dá)到良好的穩(wěn)態(tài)性能，其THD分別為5.07%和5.43%。

令給定速度在500 r/min和1 000 r/min間變化，對(duì)4種DTC策略速度響應(yīng)的動(dòng)態(tài)性能進(jìn)行對(duì)比分析，結(jié)果如圖16所示。由圖16可知，在該情況下，參考轉(zhuǎn)矩限制在-5～20 N·m，以確保電機(jī)在安全區(qū)域內(nèi)工作。圖16(a)中，采用常規(guī)轉(zhuǎn)矩滯后，調(diào)節(jié)器的ST-DTC策略中存在較大的轉(zhuǎn)矩波動(dòng)和磁通波動(dòng)。通過采用改進(jìn)的轉(zhuǎn)矩磁滯調(diào)節(jié)器，可有效降低轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)。由于磁通遲滯調(diào)節(jié)器保持不變，因此圖16(b)中的磁通波動(dòng)幾乎不變，且磁通波動(dòng)與相電流、轉(zhuǎn)矩波動(dòng)均不存在直接關(guān)系。

通過比較可知，SVM-DTC策略和所提混合DTC策略均可有效抑制轉(zhuǎn)矩和定子磁通波形中的波動(dòng)，如圖16(c)和圖16(d)所示。對(duì)于磁通波動(dòng)，使用傳統(tǒng)轉(zhuǎn)矩調(diào)節(jié)器的ST-DTC和使用改進(jìn)轉(zhuǎn)矩調(diào)節(jié)器的ST-DTC，其峰值分別為0.004 Wb和0.005 Wb。本文策略提供了與常規(guī)SVM-DTC相似的磁通波動(dòng)，且峰值小于0.001 Wb。由此可知，通過采用基于VSD的SVM，4種DTC策略均可有效抑制x-y子空間中的電流諧波，且在速度響應(yīng)下所有4種DTC策略均可較好地控制相電流。

圖17所示為4種DTC策略的啟動(dòng)性能對(duì)比結(jié)果。其中，給定速度為1 000 r/min，極限參考轉(zhuǎn)矩設(shè)置為20 N·m，以確保電機(jī)在安全區(qū)域內(nèi)工作。由圖17可知，在啟動(dòng)過程中，所有4個(gè)DTC策略的性能相似。通常，轉(zhuǎn)子速度的加速度在伺服切換周期達(dá)到參考值后，由驅(qū)動(dòng)器的最大轉(zhuǎn)矩決定。因此，4種DTC策略在相同的最大轉(zhuǎn)矩下，達(dá)到給定速度所需要花費(fèi)的時(shí)間長度相似。與ST-DTC策略相比，SVM-DTC策略和所提混合DTC策略在啟動(dòng)過程中提供了較小的轉(zhuǎn)矩和磁通波動(dòng)。

圖17 啟動(dòng)過程

4.2 動(dòng)態(tài)性能分析

為詳細(xì)比較4種DTC策略的動(dòng)態(tài)性能，將參考轉(zhuǎn)矩從-10 N·m切換到10 N·m，實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖18所示。由圖18(a)和圖18(b)可知，ST-DTC策略具有良好的轉(zhuǎn)矩動(dòng)態(tài)性能。由于驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)每單位時(shí)間的轉(zhuǎn)矩跟蹤性能，取決于電機(jī)參數(shù)、直流母線電壓等多種因素。因此，考慮不同驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)中不同的電機(jī)參數(shù)和直流母線電壓，對(duì)于相同的控制策略，用于跟蹤轉(zhuǎn)矩參考值變化的控制周期也不盡相同。同時(shí)，通過邏輯表選擇期望的切換矢量，ST-DTC策略是魯棒性最佳且響應(yīng)速度最快的控制策略。

圖18 轉(zhuǎn)矩響應(yīng)

將本文策略與ST-DTC策略的動(dòng)態(tài)轉(zhuǎn)矩響應(yīng)進(jìn)行了比較分析，并將所有4個(gè)DTC策略的采樣頻率設(shè)置為5 kHz。因此，在不同策略中，由采樣引起的延遲效應(yīng)保持相同。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，SVM-DTC策略的轉(zhuǎn)矩響應(yīng)最慢，所提混合DTC策略可以實(shí)現(xiàn)與傳統(tǒng)SVM-DTC策略相似的穩(wěn)態(tài)性能，且具有更快的動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能。與圖18(a)和圖18(b)中的策略相比，系統(tǒng)跟蹤速度相似，但所提混合DTC策略具有更好的轉(zhuǎn)矩跟蹤精度。主要因?yàn)椋趧?dòng)態(tài)過程中，模式1生效時(shí)參考電壓矢量的幅值和角度全部用于增大或減小轉(zhuǎn)矩。如圖18(d)所示，所提方法保證了當(dāng)采樣轉(zhuǎn)矩值達(dá)到參考值時(shí)，模式1可切換回模式0，可有效避免轉(zhuǎn)矩波動(dòng)。而在動(dòng)態(tài)過程中，定子磁通由混合DTC策略的閉環(huán)磁通調(diào)節(jié)器保持恒定。由此可知，所提混合DTC策略在4個(gè)DTC策略中具有最佳的動(dòng)態(tài)性能。

圖19所示為不帶切換指令和延時(shí)補(bǔ)償?shù)幕旌螪TC策略的轉(zhuǎn)矩響應(yīng)結(jié)果。其中，新的切換指令只能在下一采樣周期開始時(shí)執(zhí)行，如果切換指令的時(shí)間延遲未得到有效補(bǔ)償，則轉(zhuǎn)矩會(huì)產(chǎn)生較大波動(dòng)，如圖19(a)所示。同時(shí)，將當(dāng)前采樣的轉(zhuǎn)矩替換為下一采樣周期的預(yù)測轉(zhuǎn)矩，以補(bǔ)償切換指令的時(shí)間延遲，從而可有效避免不必要的轉(zhuǎn)矩波動(dòng)。

圖19 混合DTC中切換指令的時(shí)延補(bǔ)償

圖20 弱磁場控制

5 結(jié)論

針對(duì)傳統(tǒng)直接轉(zhuǎn)矩控制(DTC)存在的動(dòng)態(tài)響應(yīng)慢、穩(wěn)態(tài)性能不足，以及低轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)和低電流諧波等問題，提出了一種基于雙三相PMSM驅(qū)動(dòng)器的新型混合直接轉(zhuǎn)矩控制策略，并通過實(shí)驗(yàn)得出以下結(jié)論。

(1)通過設(shè)計(jì)的新型模式轉(zhuǎn)換方法，可確保兩種操作模式間的平滑轉(zhuǎn)換，從而有效地避免轉(zhuǎn)矩波動(dòng)。

(2)所提策略可以利用合成的無諧波電壓矢量來限制雙三相PMSM驅(qū)動(dòng)器中的低階電流諧波。

(3)所提控制策略可提供快速的動(dòng)態(tài)響應(yīng)和良好的穩(wěn)態(tài)性能，并能夠?qū)崿F(xiàn)快速的轉(zhuǎn)矩跟蹤。