一種新型和差旁瓣抑制陣列天線

梁宇宏 鄧宓原 張云 溫劍

（中國西南電子技術研究所，成都 610036）

引 言

二次雷達是一種通過發射信號并接收應答信號以獲得目標信息的電子設備，其系統中存在旁瓣干擾的問題. 為消除旁瓣干擾，二次雷達系統機械掃描的陣列天線通常設計為和差雙通道陣列天線或和、差、旁瓣抑制三通道陣列天線.

和、差、旁瓣抑制三通道陣列天線采用旁瓣抑制波束對和波束進行旁瓣抑制，通常有兩種實現方案[1].第一種方案可以通過不同饋電網絡對同一天線陣列饋電分別形成和波束與旁瓣抑制波束，但旁瓣抑制波束在波束軸兩側±90°方向上很難覆蓋這個角度范圍附近的和波束旁瓣. 第二種方案使用獨立全向天線形成旁瓣抑制波束：如果全向天線安裝在陣列天線的頂部，則和波束與旁瓣抑制波束的相位中心可能是分離的；如果全向天線與陣列天線并排安裝，又有可能相互形成遮擋. 相較于和差雙通道陣列天線方案，和、差、旁瓣抑制三通道陣列天線方案需要在形成和、差波束的基礎上，再形成一個旁瓣抑制波束. 該方案設備復雜度增加，且需要三通道的旋轉關節或者天線內部增加射頻開關，同時還需要三個接收機進行處理，在實際應用中還存在電氣性能實現困難的問題.

和差雙通道陣列天線采用差波束對和波束進行旁瓣抑制. 差波束電平比和波束旁瓣電平高則為覆蓋，差波束電平與和波束旁瓣電平之差為旁瓣抑制裕度，和波束旁瓣電平高于差波束電平之點稱為穿刺點. 穿刺點的存在觸發應答機的誤應答，造成應答機占據，影響系統的識別性能和抗干擾能力. 文獻[2]報道了一種采用差通道對和通道進行旁瓣抑制的二次雷達天線，該天線能在俯仰?1°～+30°、方位?60°～+60°(即120°)范圍內，實現差通道對和通道信號旁瓣的覆蓋，但并未在方位360°范圍內實現差通道對和通道信號旁瓣的全覆蓋. 文獻[3]介紹了一種和差旁瓣抑制的毫米波微帶天線，該天線覆蓋率達到98.47%，但文獻中僅給出了±90°范圍的方向圖測試值. 文獻[4]采用遺傳算法對和差雙通道陣列天線的口徑分布進行了優化設計，得到了比切比雪夫和三角分布更好的旁瓣抑制裕度，差波束在180°前半空間內覆蓋和波束旁瓣，但仍然無法實現360°范圍內對和波束旁瓣的全覆蓋. 文獻[5]介紹了一種相對工作帶寬為15.6%的低副瓣單脈沖陣列天線，但該天線在180°前半空間內存在穿刺點. 文獻[6]報道了一種應用于二次雷達的旁瓣抑制天線，在和差雙通道陣列天線的上方各增加一個這樣的旁瓣抑制陣列天線，二者共同形成一個新的波束. 該波束具備差波束的特性，同時能夠在較寬的方位面范圍內覆蓋和波束旁瓣；但該方案設計復雜、天線縱向尺寸大，并且也未能在360°范圍內實現旁瓣抑制. 國外現役裝備的詢問天線差波束對和波束旁瓣覆蓋率要求未提100%，典型的設計值為大于95%、98%等[7-8]，如毫米波單脈沖詢問天線，國際先進水平為99.71%，我國為95%左右[8]. 從目前國內外公開的資料看，現有和差雙通道陣列天線均未實現差波束對和波束旁瓣的全覆蓋.

針對當前和差陣列天線旁瓣抑制能力的不足，本文設計了一種和差雙通道旁瓣抑制陣列天線. 通過在和差陣列天線的前向陣列的后側增加后向單元，使其與前向陣列進行合成，形成一個新的差波 束，實現了其對和波束旁瓣的全覆蓋. 該天線的設計方案從機理上屏除了對和波束性能的影響，同時該天線還具有良好的差波束特性. 最后結合仿真及實際測試結果驗證了文中方法的有效性.

1 和差雙通道陣列天線分析與設計

為滿足二次雷達系統的需求，包括作用距離、分辨力等指標要求，二次雷達系統機械掃描的陣列天線應有足夠高的和波束增益，同時其差波束的零深應足夠大. 圖1為傳統的8單元和差雙通道陣列天線的原理框圖. 該陣列天線由前向陣列(由8個天線單元組成)、功分器1、功分器2、和差器、射頻電纜等組成. 為實現天線和波束低旁瓣方向圖，采用泰勒?28 dB幅度加權，1～8端口幅度加權(單位W)為：0.106 4∶0.304 6∶0.686 4∶1∶1∶0.686 4∶0.304 6∶0.106 4.天線單元采用印刷振子天線，8個天線單元等間距排布，間距為210 mm.

圖1 傳統和差雙通道陣列天線原理框圖Fig. 1 The principle block of traditional sumdifference array antenna

對于N個排布在Y軸上的天線單元組成的線陣天線陣，其遠場方向圖為[7]

式中：fi(θ,φ) 為 單元天線方向圖；Ii為第i個單元的激勵電流幅值；k=2π/λ為 波數，λ 為工作波長；yi為第i個單元的坐標位置； φi為第i個單元的激勵電流相位值.

采用具備寬帶特性的縫隙耦合饋電振子天線作為天線單元. 天線單元的介質厚度為2 mm，介電常數為2.5. 天線單元結構如圖2所示，其尺寸取值如表1所示.

表1 天線單元尺寸Tab. 1 Dimensions of the array element mm

圖2 天線單元結構Fig. 2 Geometry of the array element

采用HFSS軟件對該8單元天線陣列進行仿真，其仿真模型如圖3所示.

圖3 天線陣列的仿真模型Fig. 3 The simulation model of the array antenna

天線工作在L頻段，選取工作頻帶內低頻fL、中心頻率f0、高頻fH進行仿真計算，天線的方位面和差方向圖如圖4所示.

圖4 方位面和差仿真方向圖Fig. 4 Simulation pattern of the sum-difference beam

從圖4可見，在方位面的絕大部分區域，差波束電平均比和波束旁瓣電平高，但部分區域仍然存在穿刺的現象，即差波束電平小于和波束旁瓣電平. 穿刺點的存在會觸發應答機的誤應答，不滿足二次雷達系統的要求.

穿刺點主要集中在天線的后瓣區域和側方向區域(即偏離法向90°的區域). 由此，一種思路是進一步降低陣列天線和波束的后瓣電平和側方向旁瓣電平. 但是由于和、差波束均是采用同樣的陣列天線實現，差波束的后瓣電平與和波束后瓣電平同等變化，因而無法實現差波束對和波束旁瓣的全覆蓋. 另一種思路是增加寬波束后向單元，即后向單元與差波束通道進行合成，共同形成差波束，以此提高差波束在后瓣區域和側方向區域的電平，同時又不影響和波束的各方面輻射特性.

在工作頻帶范圍內，由8個單元構成的前向天線陣列和波束3 dB波束寬度約為9.3°～11.4°. 當形成差波束時，0°附近區域(在和波束主瓣附近區域)和?180°附近區域(在和波束后瓣附近區域)的遠場相位方向圖如圖5所示.

圖5 不同區域差波束遠場相位方向圖Fig. 5 Phase radiation pattern of the difference beam in different regions

由于和差器使前向天線陣列的左右兩部分存在180°相差，從圖5仿真結果可見，對于各個頻點，前向天線陣列形成差波束時，分別關于0°和?180°對稱的角度處的遠場相位差在180°左右. 若后向單元為1個，則該后向單元在0°和?180°角度附近區域為連續相位變化，關于0°和?180°對稱的角度處的遠場相位差不會在180°左右，也不會出現類似于差波束的幅度方向圖. 此時，后向單元與差波束通道合成后，無法在全工作頻帶內實現差波束對和波束旁瓣的全覆蓋，并且還會抬高前向陣列差波束的零深電平. 因此，后向單元設計為2個，且幅度和相位均可進行調節設計. 本文的和差雙通道陣列天線原理框圖如圖6所示.

圖6 本文的和差雙通道陣列天線原理框圖Fig. 6 The principle block of the sum-difference array antenna in this paper

2個后向單元放置在前向陣列中心的后向，均采用與前向陣列相同的振子天線. 2個后向單元間距設置為140 mm. 天線陣列仿真模型如圖7所示.

圖7 帶后向單元的天線陣列仿真模型Fig. 7 The simulation model of the array antenna with back element antenna

2 幅相加權設計

為了在工作頻帶內實現差波束對和波束旁瓣的全覆蓋，需要對如圖7所示的天線陣列的各個單元的幅度和相位進行優化設計. 如第1節所述，前向陣列的1～8號天線單元仍然采用與傳統陣列相同的幅度與相位加權分布. 對于1～8天線端口，幅度同樣采用泰勒?28 dB幅度加權；當形成和波束時，相位加權為(單位rad，下同)0∶0∶0∶0∶0∶0∶0∶0；當形成差波束時，相位加權為0∶0∶0∶0∶?π∶?π∶?π∶?π. 下面只需對2個后向單元的幅度和相位進行設計即可. 令第9號單元的幅度變量和相位變量分別為：A1和P1；第10號單元的幅度變量和相位變量分別為：A2和P2.其中，Ai∈(0,1]，Pi∈(?2π,0],i=1,2.

這是一個多目標求解、多變量優化設計的問題，采用傳統的天線陣綜合方法很難得出較好的結果.全局優化算法，如遺傳算法、粒子群算法以及凸優化算法[8-9]被越來越多地應用到天線陣綜合中，并取得了良好的應用效果. 對于特定問題，凸優化算法具有運算量小、收斂速度快的優點. 針對本文求解問題，未知量相對較少，采用遺傳算法進行優化計算. 遺傳算法具有很好的全局優化特性，在解決大空間、非線性、全局尋優等復雜問題時具有獨特的優越性[10-14].本文采用一種改進的遺傳算法[15-17]結合HFSS軟件來對本問題進行求解，其基本流程圖如圖8所示.

圖8 遺傳算法計算流程Fig. 8 Flowchart of the genetic algorithm

遺傳算法在優化計算過程中基本不利用外部信息，僅以適應度函數為依據，利用種群中每個個體的適應度函數值來進行搜索尋優. 因此適應度函數關系到整個遺傳算法的性能[18]，直接影響到遺傳算法的收斂速度以及能否找到近似最優解. 本文優化目標是使差波束對和波束旁瓣全覆蓋，為了使算法朝向目標方向進行優化，采用分段函數來設計適應度函數.

陣列天線方向圖在方位面的角度表示為θ∈[?180°,180°]，步進角度為1°. 以分貝表示的和通道方位面方向圖為 Sum_dB(θ)；以分貝表示的差通道方位面方向圖為 Dif_dB(θ). 為了求解fL～fH工作頻帶內的天線電氣性能，令需求解的工作頻點為從fL至fH，步進頻率為Δf=0.01 GHz，求解頻點數為. 由此需求解的工作頻點fi可以表示為：fi=fL+Δf×(i?1),i=1,2,···,N. 由于天線實物加工誤差及通道不一致性等因素的影響，差波束與和波束旁瓣的差值必須留有足夠的余量，才能保證天線實物的差波束對和波束旁瓣的覆蓋. 令差波束與和波束旁瓣的差值門限為V=4dB. 對于工作頻點fi，令和波束旁瓣角度區域為Si， 若Dif_dB(θ)?Sum_dB(θ)

本文的遺傳算法目標函數 f itness 的設置方法為：其中，B1、B2、w為目標函數調節權重，根據計算情況調節各部分的權重，以得到更好的結果. 目標函數 fitness值越大，越能產生理想的結果. 經過多次優化后，在這里令B1=200、B2=500、w=0.5.

初始群體規模為150，進化代數為500，優化到第428代得到了較好的結果. 當陣列天線形成差波束時，10個單元的幅相加權如表2所示.

表2 計算得到的單元幅相分布Tab. 2 Caculated amplitude and phase distribution of elements

3 仿真與測試

對后向單元特性進行分析時，僅對后向單元進行加權. 此時，采用如表2所示的幅相加權值，同時1～8號單元的幅度值為0. 后向單元在工作頻帶為低頻fL、中心頻率f0、高頻fH的遠場幅度方向圖和在0°附近區域的遠場相位方向圖分別如圖9和10所示.

圖9 遠場幅度方向圖Fig. 9 Far-field amplitude radiation pattern

從圖9和圖10可見，后向單元在方位面0°區域形成了類似于差波束的特性. 采用如表2所示的幅相加權值，使前向陣列和后向天線單元共同形成合成差波束. 該合成差波束與僅采用前向陣列形成的差波束相比，在方位向法向±30°范圍內基本一致，在方位面其他角度范圍內電平有明顯提升. 合成差波束與前向陣列形成的初始差波束在頻帶內的最大增益差為0.59 dB，零深均小于?40 dB. 二者的方向圖對比如圖11所示.

圖10 遠場相位方向圖(方位面0°附近區域)Fig. 10 Far-field phase radiation pattern(azimuthal range around 0°)

圖11 典型頻點方位面差波束對比Fig. 11 The comparison of the difference beam pattern at typical frequencies

采用該合成差波束與和波束進行覆蓋分析驗證.全頻帶(步進0.01 GHz)及典型的工作頻點的和差方向圖仿真結果如圖12所示.

圖12 全頻帶和典型頻點方位面和差仿真方向圖Fig. 12 Simulation pattern of the sum-difference beam at all bands and typical frequencies

從圖12仿真結果可見，在工作頻帶范圍內，差波束實現了對和波束旁瓣的全覆蓋，并且差波束電平比和波束旁瓣電平高至少5 dB.

采用上文所述的理論分析和設計，研制了和差旁瓣抑制陣列天線，實物如圖13所示.

圖13 和差旁瓣抑制陣列天線照片Fig. 13 Photo of the sum-difference side lobe suppression array antenna

在微波暗室，采用矢量網絡分析儀Agilent 5242A對和差旁瓣抑制陣列天線進行了測試. 該天線在工作頻帶為低頻fL、中心頻率f0、高頻fH的方位面和差測試歸一化方向圖如圖14所示.

圖14 典型工作頻點方位面和差實測方向圖Fig. 14 Test pattern of the sum-difference beam at typical frequencies

該陣列天線為無源陣列，功分器、和差器和射頻電纜的插損約為2.0 dB. 經實測并對測試結果進行統計，陣列天線在工作頻帶內方位角360°范圍內，能夠實現差波束對和波束旁瓣的全覆蓋，并且方位面的差波束電平比和波束旁瓣電平高至少3 dB. 在工作頻帶內，該陣列天線的和波束增益為13.8～14.6 dBi，波束寬度約為10.1°～11.4°. 由于該天線與傳統的和差陣列天線具有相同的和波束設計，因此不影響和波束特性. 差波束零深為?32～?30 dB，具有較深的零深. 同時，和增益與差增益之差為4.6～4.8 dB，滿足系統對和差增益差值的要求.

4 結 論

本文設計了一種應用于二次雷達的和差旁瓣抑制陣列天線. 在傳統的8單元和差陣列天線的前向陣列的后側增加了2個后向單元，使其與前向陣列進行合成，從而在不影響和波束特性的前提下，提高差波束對和波束旁瓣的覆蓋特性. 采用改進的遺傳算法結合電磁仿真計算軟件，對該和差旁瓣抑制天線進行了優化設計，計算得到了天線陣列單元的幅度與相位加權值. 通過仿真得到了較好的效果，并研制了相應的和差旁瓣抑制陣列天線. 實測結果表明，和差旁瓣抑制陣列天線在相對帶寬為13.2%的工作帶寬內，方位角360°范圍內能夠實現差波束對和波束旁瓣的全覆蓋. 該陣列天線具備與傳統的和差陣列天線相同的和波束特性，同時差波束有較深的零深，和增益與差增益之差也滿足系統的要求. 該和差旁瓣抑制陣列天線適用于如航空交通管制、敵我識別的二次雷達系統領域，具有較強的應用前景.