L-R復(fù)合調(diào)制T型半橋LCC諧振變換器

袁義生 易塵宇 彭 能

L-R復(fù)合調(diào)制T型半橋LCC諧振變換器

袁義生 易塵宇 彭 能

（華東交通大學(xué)電氣與自動(dòng)化工程學(xué)院 南昌 330013）

針對(duì)寬輸出電壓范圍應(yīng)用場(chǎng)合下，傳統(tǒng)LCC諧振變換器變頻調(diào)制調(diào)頻范圍寬，而采用定頻調(diào)制時(shí)有軟開(kāi)關(guān)范圍窄、輕載環(huán)流大的問(wèn)題，該文基于半橋LCC諧振變換器提出一種線性-諧振（L-R）復(fù)合調(diào)制的T型半橋LCC諧振變換器。所提變換器通過(guò)添加一組Boost橋臂，在傳統(tǒng)諧振模態(tài)中加入Boost儲(chǔ)能模態(tài)，使得諧振電流在一個(gè)周期內(nèi)呈線性、諧振型兩個(gè)狀態(tài)的變化，提高了傳統(tǒng)諧振模式下的電壓增益，且具有全負(fù)載范圍無(wú)環(huán)流、軟開(kāi)關(guān)的特點(diǎn)。所提變換器采用脈沖頻率調(diào)制-脈沖寬度調(diào)制（PFM-PWM）復(fù)合調(diào)制方式，具有諧振-線性回饋（R-LF）、線性升壓-諧振（LB-R）兩種工作模式，在較小的頻率范圍內(nèi)能夠?qū)崿F(xiàn)寬范圍輸出，在輕載下能夠保持定頻PWM，提高了輕載效率。該文詳細(xì)介紹了變換器的工作原理，根據(jù)時(shí)域關(guān)系推導(dǎo)電壓增益的表達(dá)式，最后基于恒流恒壓（CC-CV）充電給出設(shè)計(jì)步驟，搭建一臺(tái)實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了理論分析的正確性。

變換器 LCC諧振 寬范圍輸出 CC-CV充電

0 引言

近年來(lái)，隨著新能源的廣泛發(fā)展，諧振型變換器因其優(yōu)越的軟開(kāi)關(guān)和電磁兼容特性得到了更深入地研究。其中，LCC諧振變換器作為最早提出的三元件諧振變換器，集合了傳統(tǒng)兩元件諧振變換器的優(yōu)點(diǎn)，同時(shí)具備輸入電流具有負(fù)載相關(guān)性和空載電壓可調(diào)的特性，電壓調(diào)節(jié)能力強(qiáng)，輕載環(huán)流小，現(xiàn)廣泛應(yīng)用于靜電除塵、感應(yīng)加熱、高壓電源等場(chǎng)合[1-6]。

傳統(tǒng)LCC諧振變換器采用脈沖頻率調(diào)制（Pulse Frequency Modulation, PFM）。在恒流恒壓（Constant Current-Constant Voltage, CC-CV）充電等需要適應(yīng)寬輸出電壓范圍和寬負(fù)載變化范圍的應(yīng)用場(chǎng)合[7-8]，其工作頻率需要大范圍調(diào)節(jié)，不利于磁性器件設(shè)計(jì)；輕載條件下環(huán)流功率大且較高的開(kāi)關(guān)頻率帶來(lái)嚴(yán)重的開(kāi)關(guān)損耗及磁心損耗導(dǎo)致效率明顯下降[9-10]。若采用定頻移相調(diào)制（Phase Shift Modulation, PSM），能夠避免頻率大范圍調(diào)節(jié)，但是存在軟開(kāi)關(guān)范圍窄的問(wèn)題。為了拓寬軟開(kāi)關(guān)范圍，則需要設(shè)計(jì)較大的阻抗角，使得變換器環(huán)流損耗嚴(yán)重[11-14]。針對(duì)以上問(wèn)題，目前研究的方法主要圍繞調(diào)制策略和拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)兩個(gè)方面展開(kāi)[15-21]。

在調(diào)制方法上，文獻(xiàn)[15]提出了一種非對(duì)稱移相控制策略，能夠在更小的工作頻率下實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)，但是依然存在一個(gè)較寬的環(huán)流階段。文獻(xiàn)[16]提出了自持移相控制，強(qiáng)制諧振電流滯后于諧振腔電壓，但是調(diào)制載波需要與諧振電流同步，控制系統(tǒng)比較復(fù)雜。文獻(xiàn)[17]提出了一種脈沖寬度調(diào)制-脈沖頻率調(diào)制（Pulse Width Modulation-Pulse Frequency Modulation, PWM-PFM）混合調(diào)制策略，構(gòu)建了移相角與頻率的線性關(guān)系。文獻(xiàn)[18]基于半橋LCC諧振變換器提出了一種雙載波調(diào)制策略，構(gòu)建了占空比與頻率的線性關(guān)系。以上兩種控制方式在集合了定頻與變頻控制優(yōu)點(diǎn)的同時(shí)，簡(jiǎn)化了控制器的參數(shù)設(shè)計(jì)，在較小的頻率變化范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)了較寬范圍軟開(kāi)關(guān)，但沒(méi)有解決環(huán)流損耗的問(wèn)題。

在拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)方面，文獻(xiàn)[19]引入了一個(gè)開(kāi)關(guān)控制，輔助諧振電感在輕載時(shí)接入諧振腔，減小調(diào)頻控制下的頻率變化范圍。但當(dāng)負(fù)載頻繁變化時(shí)，系統(tǒng)難以穩(wěn)定，且其頻率調(diào)節(jié)范圍依然可觀。文獻(xiàn)[20]通過(guò)在諧振腔添加無(wú)源LC輔助網(wǎng)絡(luò)，改變流過(guò)滯后臂開(kāi)關(guān)管的電流大小，實(shí)現(xiàn)零電壓軟開(kāi)關(guān)（Zero Voltage Switching, ZVS）開(kāi)通。其設(shè)計(jì)頻率可以接近諧振頻率，減小了諧振電流大小。但是只適用于全橋結(jié)構(gòu)，且無(wú)源網(wǎng)絡(luò)的加入增加了變換器的無(wú)功功率，限制了變換器效率的提升。文獻(xiàn)[21]基于半橋結(jié)構(gòu)，提出了一種Buck-Boost復(fù)合型LCC諧振變換器，將傳統(tǒng)兩級(jí)式結(jié)構(gòu)并為一級(jí)，通過(guò)調(diào)節(jié)母線電壓，提高增益，以適應(yīng)寬范圍的輸出條件，但導(dǎo)致開(kāi)關(guān)管的電壓、電流應(yīng)力增大，且輕載環(huán)流的問(wèn)題顯著。

上述方法通過(guò)減小變換器的頻率調(diào)節(jié)范圍、拓寬定頻調(diào)節(jié)的軟開(kāi)關(guān)范圍、提高變換器增益等方法優(yōu)化了寬范圍輸出應(yīng)用場(chǎng)合的變換器性能，但是并沒(méi)有改變諧振變換器的傳統(tǒng)調(diào)壓機(jī)制，即通過(guò)增加回饋能量或環(huán)流能量以調(diào)節(jié)電壓增益。在輕載工況時(shí)，變換器諧振腔內(nèi)依然不得不流過(guò)相當(dāng)一部分回饋電流或諧振環(huán)流，環(huán)流損耗問(wèn)題沒(méi)有得到解決。

為了優(yōu)化變換器在寬范圍輸出應(yīng)用場(chǎng)合的性能，變換器需要具有以下特點(diǎn)：①能夠在全負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)；②在較窄的頻率范圍內(nèi)調(diào)壓能力強(qiáng)；③輕載環(huán)流小。

本文為了滿足以上條件，提出了一種L-R復(fù)合調(diào)制的T型半橋LCC諧振變換器。所提變換器在不同的調(diào)制方式下具有兩種不同的工作模式，具備良好的電壓調(diào)節(jié)能力；開(kāi)關(guān)管在全負(fù)載范圍內(nèi)能夠?qū)崿F(xiàn)軟開(kāi)關(guān)，諧振腔全負(fù)載范圍無(wú)環(huán)流，輕載工況下保持定頻調(diào)節(jié)，有效地提升了輕載效率。文中詳細(xì)分析了所提變換器的工作原理，基于時(shí)域關(guān)系得到了兩種模式的電壓增益曲線，詳細(xì)分析了兩種模式下的工作特性。最后搭建了一臺(tái)具有CC-CV充電功能的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了其正確性。

1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及工作原理

本文提出的L-R復(fù)合調(diào)制T型半橋LCC諧振變換器如圖1所示。in為輸入電壓，in、o分別為輸入、輸出平均電流；i1和i2為兩個(gè)規(guī)格相同的輸入電容；輔助開(kāi)關(guān)管QB1、QB2組成Boost橋臂，QR1、QR2組成諧振橋臂；諧振電感r位于輸入電容中性點(diǎn)O與Boost橋臂中點(diǎn)A之間；串聯(lián)諧振電容r與主變壓器T1接在A、B兩點(diǎn)之間；二次側(cè)4個(gè)整流二極管VD5～VD8構(gòu)成全橋整流結(jié)構(gòu)，并聯(lián)諧振電容并接在整流橋之后；后級(jí)由濾波電感f、濾波電容o構(gòu)成LC濾波結(jié)構(gòu)，o為負(fù)載電阻。

圖1 L-R復(fù)合調(diào)制T型半橋LCC諧振變換器

在不同的調(diào)制方式下，所提變換器具有線性升壓-諧振（Linear Boost-Resonant, LB-R）和諧振-線性回饋（Resonant-Linear Feedback, R-LF）兩種工作模式。其中，LB-R模式采用定頻PWM。該模式通過(guò)將諧振電感復(fù)用作儲(chǔ)能電感，在傳統(tǒng)諧振模態(tài)之前加入Boost調(diào)制，使得電感在開(kāi)始諧振之前進(jìn)行線性儲(chǔ)能，為諧振腔預(yù)注入能量，再通過(guò)諧振將能量饋送至輸出側(cè)；R-LF模式采用PFM方式。在該模式下，傳統(tǒng)諧振過(guò)程被中斷，諧振腔剩余能量將通過(guò)諧振電感直接反饋至輸入側(cè)。

1.1 LB-R模式工作原理

圖2為L(zhǎng)B-R模式下的主要波形，圖中，B1、B2、R1、R2分別為QB1、QB2、QR1、QR2的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，ir為諧振電感電流，B1、B2分別為流過(guò)QB1、QB2的電流，ir為諧振電容電流，VD5～VD8分別為流過(guò)VD5～VD8的電流，ur與up分別為r和p上的電壓。輔助開(kāi)關(guān)管QB1、QB2導(dǎo)通占空比L= 2s(1-0)，諧振開(kāi)關(guān)管QR1、QR2導(dǎo)通占空比T= 2s(3-1)，諧振過(guò)程占空比R=2s(2-1)，死區(qū)時(shí)間占空比d=2s(4-3)。工作頻率為r，采用定頻PWM。d保持不變，通過(guò)改變L調(diào)節(jié)電壓增益。

變換器前后半周期工作原理相似，此處分析前半周期工作原理。為了簡(jiǎn)化分析，作如下假設(shè)：

（1）除考慮開(kāi)關(guān)管體二極管及寄生電容外，開(kāi)關(guān)管、整流二極管均為理想器件。

（2）忽略輸入輸出電壓紋波，且兩輸入電容電壓視為相等，均為in/2。

（3）f足夠大，流過(guò)f的電流視為定值If。

（4）mr，勵(lì)磁電流im近似為0。

圖2 LB-R模式下主要波形

LB-R模式各階段等效電路如圖3所示，具體描述如下。

此時(shí)ir≈0且近似保持不變。0時(shí)刻，在r的作用下QB1實(shí)現(xiàn)零電流軟開(kāi)關(guān)（Zero Current Switching, ZCS）開(kāi)通。r在in/2下充能，ir線性上升。r與m通過(guò)VD2、QB1構(gòu)成環(huán)流回路，mr，ir依舊近似不變。VD5～VD8保持截止，p通過(guò)f釋放能量，up線性下降。到1時(shí)刻，QB1關(guān)斷，該階段結(jié)束。ir(1)表示為

死區(qū)階段[3,4]：3時(shí)刻QR1關(guān)斷后，2、4通過(guò)im充放電。待QR2兩端電壓降至0后，VD4導(dǎo)通，r、m、r通過(guò)VD4構(gòu)成諧振回路，為QR2實(shí)現(xiàn)ZVS導(dǎo)通提供條件。該階段p繼續(xù)向負(fù)載釋放能量，到4時(shí)刻QB2實(shí)現(xiàn)ZCS導(dǎo)通，開(kāi)始下半周期工作。

在LB-R模式下變換器主要經(jīng)歷了Boost儲(chǔ)能和LCC諧振饋能兩個(gè)階段。Boost儲(chǔ)能階段通過(guò)復(fù)用諧振電感為儲(chǔ)能電感，為諧振腔預(yù)注入能量，此階段諧振腔內(nèi)存在通過(guò)Boost橋臂的微小環(huán)流；LCC諧振過(guò)程在將能量饋出的同時(shí)將ir復(fù)位。在整個(gè)工作周期內(nèi)，諧振電流幾乎只參與傳遞能量，諧振腔環(huán)流近似為0。

1.2 R-LF模式工作原理

R-LF模式采用PFM方式，該模式下Boost橋臂不工作，死區(qū)時(shí)間固定不變，QR1、QR2保持為最大占空比互補(bǔ)導(dǎo)通。

圖4 R-LF模式主要波形

圖5 R-LF模式各階段等效電路

此時(shí)在較短的時(shí)間內(nèi)，VD3、VD4導(dǎo)通，QR2端電壓被鉗位至0，ir迅速下降至im，諧振腔內(nèi)電流轉(zhuǎn)移到VD3上。m與r通過(guò)VD4構(gòu)成諧振回路，由于m很大，ir=im且近似保持不變。r在in/2作用下放電，ir線性下降，能量回饋至輸入側(cè)。

等待諧振階段[2,3]：2時(shí)刻，QR2實(shí)現(xiàn)ZVS開(kāi)通。此階段各電流流向與[1,2]階段相同，ir繼續(xù)下降。3時(shí)刻ir=0，此時(shí)r剩余能量全部回饋完畢，準(zhǔn)備開(kāi)始下半周期的LCC諧振。

由以上分析可知，當(dāng)變換器工作在R-LF模式，能量傳輸關(guān)系與傳統(tǒng)諧振變換器相似，不同之處在于，諧振腔剩余能量能夠通過(guò)諧振電感直接線性回饋至輸入側(cè)，而不需要通過(guò)諧振的形式經(jīng)過(guò)整個(gè)諧振腔和主變壓器，減小了回饋環(huán)路的損耗。

2 工作特性分析

變換器在兩種模式下采用不同的調(diào)制方式，且具有不同的電壓增益特性，實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)的方式各異。為了簡(jiǎn)化分析，取=1分別分析兩種模式下的工作特性。

2.1 R-LF模式電壓增益

由第1節(jié)分析可知，在R-LF模式中，半周期內(nèi)僅LCC諧振階段傳輸能量，且ir只參與傳遞能量，不參與能量回饋。此時(shí)變換器電壓增益與有效導(dǎo)通角的大小直接相關(guān)。

視If為流過(guò)濾波電感電流的平均值，定義半周期ir的平均值為ir_ave，根據(jù)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)電容平均電流為0，得到

由式（6）求得r_ave表達(dá)式為

由于ur僅在諧振過(guò)程變化，結(jié)合式（10）得到Dur表達(dá)式為

up在1～3期間由up(1)線性下降至up(0)，該變化過(guò)程表示為

由于f平均電壓為0，輸出電壓o可以表示為

其中

定義R-LF模式電壓增益R-LF=2o/in，結(jié)合式（10）～式（14），得到=1時(shí)，R-LF關(guān)于、n的表達(dá)式為

由式（17）可知，R-LF模式電壓增益與其導(dǎo)通角及工作頻率有關(guān)，而所提變換器多模態(tài)的工作特點(diǎn)使得諧振電流的變化周期不同于傳統(tǒng)諧振變換器，與n的關(guān)系不能直接得到，為了建立準(zhǔn)確的電路模型，需要分析諧振電流的特點(diǎn)。

根據(jù)式（18）繪制出當(dāng)s=r且不加入Boost調(diào)制，即兩模式臨界狀態(tài)的歸一化諧振電流曲線，如圖6所示。

2.2 LB-R模式電壓增益

圖7為變換器在LB-R模式下的等效電路模型，圖中，QB為輔助開(kāi)關(guān)管，QR為諧振開(kāi)關(guān)管。

此時(shí)諧振電感被復(fù)用作Boost儲(chǔ)能電感，起到提升諧振腔能量的作用。經(jīng)過(guò)預(yù)儲(chǔ)能的諧振電感在輔助開(kāi)關(guān)管關(guān)斷后，與輸入側(cè)共同為諧振腔提供 能量。

圖6 R-LF模式諧振電流曲線（fs=fr）

圖7 LB-R模式電路模型

根據(jù)1.1節(jié)分析可知，在半周期內(nèi)，諧振腔能量將全部饋送至輸出側(cè)，忽略勵(lì)磁電流的影響，諧振腔不存在環(huán)流，即在0～1時(shí)間段內(nèi)r線性儲(chǔ)能，所有能量在1～2諧振階段被傳輸至輸出側(cè)。假設(shè)傳輸效率為100%，in與o可以分別表示為

由式（19）和式（20）得到

定義LB-R模式下電壓增益LB-R=2o/in，由式（10）得到其表達(dá)式為

2.3 兩種模式電壓增益曲線

結(jié)合上述分析，由式（17）、式（22）可以分別繪制出=1時(shí)，變換器R-LF模式與LB-R模式下的電壓增益曲線R-LF和LB-R如圖8所示。

圖8 兩種模式電壓增益曲線（m=1）

2.4 軟開(kāi)關(guān)分析

變換器在兩種模式下的軟開(kāi)關(guān)模式見(jiàn)表1。

表1 軟開(kāi)關(guān)模式

Tab.1 Soft switching mode

在LB-R模式，由于QB1、QB2始終與r串聯(lián)工作，故總能夠?qū)崿F(xiàn)ZCS開(kāi)通。ir在半周期內(nèi)通過(guò)諧振復(fù)位至im，2、4通過(guò)im在死區(qū)和Boost時(shí)間內(nèi)完成充放電以實(shí)現(xiàn)QR1、QR2的ZVS開(kāi)通。

在R-LF模式，死區(qū)時(shí)間不變，而開(kāi)關(guān)管關(guān)斷電流大于im，即在R-LF模式能夠輕易實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)。綜上所述，變換器在實(shí)現(xiàn)全范圍軟開(kāi)關(guān)條件為，在兩種模式的臨界狀態(tài)下QR1、QR2能夠?qū)崿F(xiàn)軟開(kāi)關(guān)。

3 基于CC-CV充電的分段控制策略

所提變換器電壓調(diào)節(jié)能力強(qiáng)，軟開(kāi)關(guān)范圍寬，適合CC-CV充電各階段的工作要求。所提變換器基于CC-CV充電的具體的模式切換對(duì)應(yīng)關(guān)系如圖9所示。

圖9 模式切換

CC充電初始階段，變換器工作在R-LF模式，此時(shí)由于負(fù)載較重，變換器能在較窄的頻率范圍內(nèi)調(diào)節(jié)輸出電壓。隨著負(fù)載減輕，電壓增益逐漸升高，上升至1時(shí)變換器切換至LB-R模式調(diào)節(jié)，輸出電壓繼續(xù)增大，在達(dá)到最大值后進(jìn)入CV充電階段，此后變換器保持為L(zhǎng)B-R工作模式直到充電結(jié)束。

圖10 閉環(huán)控制框圖

4 設(shè)計(jì)步驟

4.1 Q值與DL_max的選取

輔助開(kāi)關(guān)最大占空比L_max直接影響B(tài)oost電流的大小。當(dāng)L值較小，無(wú)法滿足高增益需求；當(dāng)L值過(guò)大，將加重輔助開(kāi)關(guān)管關(guān)斷損耗，過(guò)高的峰值電流不利于參數(shù)設(shè)計(jì)，且不利于整體電磁干擾（Electromagnetic Interference, EMI）優(yōu)化。故L_max折衷設(shè)計(jì)為0.3～0.4，根據(jù)增益曲線即可得到滿足最大增益要求的最大功率因數(shù)m。

4.2 諧振元件設(shè)計(jì)

確定m值后，根據(jù)最大功率m，計(jì)算諧振原件參數(shù)為

式中，m為最大功率處的電壓增益。

4.3 開(kāi)關(guān)管應(yīng)力分析

4.3.1 開(kāi)關(guān)管電壓應(yīng)力

當(dāng)變換器工作在LB-R模式下且具有最大功率時(shí)，各元件將承受最大應(yīng)力。對(duì)于Boost橋臂和諧振橋臂，開(kāi)關(guān)管承受最大電壓應(yīng)力為輸入電壓in。

4.3.2 開(kāi)關(guān)管電流應(yīng)力

由以上分析即得到功率MOSFET的設(shè)計(jì)標(biāo)準(zhǔn)。

4.4 主變壓器及軟開(kāi)關(guān)設(shè)計(jì)

由4.3節(jié)軟開(kāi)關(guān)分析可知，主變壓器勵(lì)磁電感m的設(shè)計(jì)可以在滿足兩模式臨界狀態(tài)ZVS條件的情況下盡量取大值，以最大程度降低LB-R模式下勵(lì)磁電流帶來(lái)的損耗。從分析中可知，在兩種模式的臨界狀態(tài)_max=0.88π，考慮到變壓器漏感的影響，死區(qū)占空比d的設(shè)計(jì)應(yīng)略小于0.12。為了保證死區(qū)時(shí)間內(nèi)，2、4完成充放電過(guò)程，m需要滿足

式中，oss為MOSFET的輸出電容。

4.5 濾波電感設(shè)計(jì)

當(dāng)變換器滿載工作諧振占空比R接近諧振開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通占空比T時(shí)，假設(shè)d+L=1-R，將p()近似看作線性變化，在1～2線性上升，2～5線性下降，則有如下關(guān)系：

得到up()峰峰值Dup的表達(dá)式為

if的峰峰值Dif表示為

設(shè)為濾波電感的電流紋波系數(shù)，=Dif/o，得到f的設(shè)計(jì)表達(dá)式為

5 拓?fù)浔容^

半橋LCC（Half Bridge LCC, HBLCC）諧振變換器、文獻(xiàn)[20]所提Buck-Boost半橋LCC諧振變換器與本文所提變換器的拓?fù)浔容^見(jiàn)表2。傳統(tǒng)LCC諧振變換器采用調(diào)頻控制，在寬范圍應(yīng)用場(chǎng)合存在調(diào)頻范圍寬、輕載時(shí)開(kāi)關(guān)損耗大、效率低的問(wèn)題。文獻(xiàn)[20]所提變換器實(shí)際上是通過(guò)復(fù)用開(kāi)關(guān)管將Buck-Boost與LCC諧振變換器的兩級(jí)結(jié)構(gòu)合并為一級(jí)，有利于縮小系統(tǒng)體積。通過(guò)升高母線電壓，提高了電壓增益，但也導(dǎo)致開(kāi)關(guān)管將承受更高的電壓應(yīng)力，且變換器輕載環(huán)流顯著；同時(shí)，由于開(kāi)關(guān)管占空比同時(shí)影響前后兩級(jí)，所提的雙載波調(diào)制使得控制系統(tǒng)更加復(fù)雜。

表2 拓?fù)浔容^

Tab.2 Topology comparison

本文所提L-R型諧振變換器以向諧振注入能量的形式提高了變換器增益。對(duì)比傳統(tǒng)LCC諧振變換器，其LB-R模式在保持定頻調(diào)制的條件下能夠?qū)崿F(xiàn)全范圍無(wú)環(huán)流運(yùn)行，提高了整體效率。所提變換器滿載值的設(shè)計(jì)比較小（一般為0.3～0.5），遠(yuǎn)小于傳統(tǒng)LCC諧振變換器滿載設(shè)計(jì)值（一般為4～ 5）[4]，即諧振電感能夠設(shè)計(jì)得比較小，在磁性器件損耗方面具有優(yōu)勢(shì)。對(duì)比已提出的Buck-Boost型LCC諧振變換器，所提變換器具有器件應(yīng)力小、無(wú)環(huán)流、控制簡(jiǎn)單的優(yōu)點(diǎn)。

6 實(shí)驗(yàn)分析

根據(jù)第4節(jié)的設(shè)計(jì)方法，設(shè)計(jì)一臺(tái)具有CC-CV充電功能，輸入電壓220V，輸出電壓80～150V，輸出電流0～3.33A，最大功率500W的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，樣機(jī)各參數(shù)見(jiàn)表3。

表3 樣機(jī)參數(shù)

Tab.3 Prototype Parameters

當(dāng)變換器工作在LB-R模式，輸出電壓150V，輸出功率500W的LB-R模式主要波形如圖11所示。

圖11中，B1、R1分別為QB1、QR1的驅(qū)動(dòng)信號(hào)；B1、R1分別為QB1、QR1的源漏極電壓；ir、ir、B1、if分別為流過(guò)r、r、QB1和f的電流；ur、up分別為r、p兩端的電壓；o為輸出電壓。

圖11 LB-R模式主要波形（Uo=150V, Io=3.33A）

如圖11a、圖11b所示，此時(shí)L約為0.3，輸出電壓150V，濾波電感電流波動(dòng)系數(shù)約為0.3。在Boost儲(chǔ)能階段，ir線性上升，ur保持不變，up線性下降。Boost階段結(jié)束之后進(jìn)入LCC諧振階段，ur、ir、up呈諧振規(guī)律變化。在QB2關(guān)斷之前，ir已下降至最小值，變換器在半周期內(nèi)實(shí)現(xiàn)了完整諧振過(guò)程。如圖11c所示，輔助開(kāi)關(guān)管實(shí)現(xiàn)了ZCS開(kāi)通，死區(qū)時(shí)間內(nèi)，R1下降至0，即在LB-R模式下，QR1、QR2總能實(shí)現(xiàn)ZVS開(kāi)通和ZCS關(guān)斷。

當(dāng)變換器工作在R-LF模式，輸出電壓80V，輸出功率266W的實(shí)驗(yàn)波形如圖12所示。此時(shí)n約為1。QR1開(kāi)通之后，當(dāng)ir過(guò)0時(shí)，開(kāi)始諧振。QR1關(guān)斷后，ur保持不變，ir快速下降至im，ir線性下降，當(dāng)ir重新過(guò)0時(shí)，開(kāi)始下半周期的工作。由圖12c可以看出，此時(shí)2、4在短時(shí)間內(nèi)即可完成充放電過(guò)程，QR1、QR2能夠輕易實(shí)現(xiàn)ZVS開(kāi)通。

圖12 R-LF模式主要波形（Uo=80V, Io=3.33A）

輕載工作主要波形如圖13所示，輸出電壓150V，輸出功率90W。此時(shí)變換器工作在LB-R模式，L≈0.1。在Boost階段，諧振腔環(huán)流極小，大部分諧振電流均參與能量傳遞。

圖13 輕載工作主要波形（Uo=150V, Io=0.6A）

圖14為變換器工作在CC模式下，負(fù)載切換的動(dòng)態(tài)響應(yīng)波形。此時(shí)輸出電流保持為3.33A不變，當(dāng)輸出電壓為80V，充電等效電阻o=24W，變換器工作在R-LF模式，QB1不工作。當(dāng)負(fù)載切換至45W時(shí)，QB1開(kāi)始工作，變換器進(jìn)入LB-R模式。由于負(fù)載切換瞬間，輸出電壓不變，輸出電流瞬間跌落至1.77A，隨著電壓上升，輸出電流在短時(shí)間內(nèi)穩(wěn)定至3.33A。

圖14 CC模式動(dòng)態(tài)響應(yīng)波形

同理，當(dāng)負(fù)載電阻切回時(shí)，輸出電流出現(xiàn)一個(gè)約為6A的尖峰后逐漸穩(wěn)定至3.33A。此處以大范圍切換負(fù)載模擬充電等效電阻的變化，實(shí)際充電時(shí)由于充電等效電阻緩慢變化，故不會(huì)出現(xiàn)如實(shí)驗(yàn)所示的電流尖峰。

圖15為變換器工作在CV模式的負(fù)載切換動(dòng)態(tài)響應(yīng)波形，此時(shí)變換器全程工作在LB-R模式。可以看出，輔助開(kāi)關(guān)管占空比在輕載條件下明顯小于工作在滿載時(shí)的占空比。變換器能夠在負(fù)載大范圍切換時(shí)保持輸出電壓穩(wěn)定。

圖15 CV模式動(dòng)態(tài)響應(yīng)波形

圖16為實(shí)驗(yàn)樣機(jī)與傳統(tǒng)HBLCC諧振變換器的效率對(duì)比曲線。在全負(fù)載范圍內(nèi)，所提變換器相較傳統(tǒng)HBLCC諧振變換器具有更高的效率，尤其是輕載工況下，所提變換器效率有顯著提升。當(dāng)變換器工作在R-LF模式，隨著電壓增益升高，輸出功率增大，工作頻率減小，效率逐漸升高；當(dāng)進(jìn)入LB-R模式，Boost橋臂開(kāi)始工作，隨著電壓增益升高，輔助開(kāi)關(guān)管關(guān)斷損耗增大，效率略有下降。當(dāng)電壓增益接近1時(shí)，變換器工作在兩模式的臨界狀態(tài)，具有最低的工作頻率，且輔助開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通損耗與關(guān)斷損耗最低，效率較高，最高為95.8%。

圖16 實(shí)驗(yàn)樣機(jī)效率曲線

7 結(jié)論

本文根據(jù)寬范圍輸出的應(yīng)用要求，基于Boost復(fù)合調(diào)制原理提出了一種L-R復(fù)合調(diào)制的T型半橋LCC諧振變換器。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，其在能夠在全負(fù)載范圍提高傳統(tǒng)LCC諧振變換器的效率。主要優(yōu)點(diǎn)如下：

1）在全負(fù)載范圍內(nèi)可實(shí)現(xiàn)無(wú)環(huán)流運(yùn)行，避免了諧振腔環(huán)流損耗。

2）開(kāi)關(guān)管電壓應(yīng)力較小，且具有全負(fù)載范圍的軟開(kāi)關(guān)條件。

3）所采用的PFM-PWM方式易于實(shí)現(xiàn)，控制系統(tǒng)簡(jiǎn)單。

電路成本方面，所提變換器在傳統(tǒng)HBLCC諧振變換器的基礎(chǔ)上增加了一組橋臂，增加了一定的成本。但是兩橋臂交替工作的機(jī)制減小了開(kāi)關(guān)管的電流應(yīng)力，故能夠選擇容量更小的開(kāi)關(guān)器件，有利于縮減有源器件成本。綜上所述，在可接受小幅提高成本的場(chǎng)合，所提變換器提供了一種有效的方案。

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T-Type Half-Bridge LCC Resonant Converter with L-R Composite Modulation

（School of Electrical and Automation Engineering East China Jiaotong University Nanchang 330013 China）

In the applications of wide output voltage range, the LCC resonant converter with frequency modulation has the disadvantage of wide switching frequency range, while the fixed frequency modulation has the disadvantage of narrow soft-switching range. In this paper, a T-type half-bridge LCC resonant converter with linear-resonance (L-R) composite modulation is proposed. The energy storage stage is added to the traditional resonant mode, which makes the resonant current show linear and resonant changes in one cycle. It can improve the voltage gain, and has the characteristics of soft switching and no circulating current in the full load range. The proposed converter operates in resonant-linear feedback (R-LF) and linear boost-resonant (LB-R) modes by adopting PFM-PWM composite modulation, and can achieve wide voltage gain range with narrow switching frequency. The switching frequency is fixed in the light load condition, which improves light load efficiency. In this paper, the operating principle was introduced in detail, and the expression of voltage gain was derived. The design steps based on constant current and constant voltage charging were given. Finally, an experimental prototype was built, and the results proved the correctness of the theoretical analysis.

Converter, LCC resonant, wide-range output, CC-CV charging

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.201618

TM46

袁義生 男，1974年生，博士，教授，主要研究方向?yàn)殡娏﹄娮酉到y(tǒng)及其控制。E-mail: cloudstone_yuan@aliyun.com（通信作者）

易塵宇 男，1998年生，碩士研究生，主要研究方向?yàn)殡娏﹄娮优c電力傳動(dòng)。E-mail: yichenyu0218@foxmail.com

2020-12-09

2021-04-29

國(guó)家自然科學(xué)基金資助項(xiàng)目（52067007）。

（編輯 陳 誠(chéng)）