有源電力濾波器多內模復合控制策略控制分析

鮑裕光，劉 明，洪恩雨

(中國醫科大學附屬盛京醫院，遼寧 沈陽 110000)

0 引言

有源電力濾波器多內模控制在無諧波檢測中具有重要的地位。國外學者W.M.WONHAM在研究多變量線性定常系統的過程中，對內模原理通過數學的表達方式進行詳細描述，由此構建內模原理，獲得精度很高的反饋控制模型[1-3]。通過為反饋控制回路設置相應的擾動模型以及參考模型，能夠使該控制系統實現對參考信號的跟蹤，并具備優異抗干擾性能[4-6]。但是在微電網中，當電流環與擾動信號形成的諧波信號中含有多個正弦量時，假設會出現高于20次的諧波，為達到無靜差跟蹤的效果，應為各頻率交流分量構建一個內模。由此引起的內模數量明顯增加，會提升數字控制器的計算難度，無法滿足工程應用的要求。此時，可以采用重復控制的方式來解決上述問題[7-9]。

為消除單一通過矢量諧振(vector resonance,VR)進行控制時面臨的缺陷，采用重復控制(repetitive control,RC)的方法并合理設置校正因子。這可以發揮矢量諧振VR控制頻率所具備的良好適應能力以及穩定裕度大的優勢，達到高效跟蹤基頻分量的效果。本文采用MATLAB軟件建立了上述系統模型，并完成了仿真測試[10-11]。

1 無諧波檢測控制原理

無諧波檢測方法的具體運行原理如圖1所示。

圖1 無諧波檢測原理圖

從理論層面上分析，只需對網側電流進行測試，由此實現控制的功能，不必進行復雜的諧波檢測。有源電力濾波器(active power filter,APF)與負荷通過并聯的方式共同構成一個等效負荷。當微電網產生的能量比APF和負荷所需能量更高時，APF處于充電狀態，完成儲能過程，在直流側形成了更高的電壓Vdc；而在微電網能量比APF和負荷能量之和更低時，APF處于放電狀態，釋放能量，此時直流側的電壓Vdc發生降低。可以根據APF直流側的電壓變化特征判斷APF和負荷對能量的需求情況。三相四線制APF表現出和同步電機相近的運行性能，都呈現直流側電壓緩慢變化的現象，而補償電流發生了快速變化。

APF屬于閉環控制系統，可以獲得良好的補償效果并實現優異抗干擾性能。利用無諧波檢測控制算法一方面可以獲得優異控制效果，另一方面可以有效降低電流互感器的使用量，從而更快地完成計算。

2 矢量諧振控制與重復控制

2.1 矢量諧振控制

三相四線制APF的電流環控制如圖2所示。

圖2 三相四線制APF的電流環控制

根據圖2可知，經過歸一化處理的電網電壓呈現正弦曲線的特征。對電流回路產生的干擾信號進行拉氏轉換，可得以下表達式：

(1)

通過式(1)驗證諧振控制器能夠滿足有效性條件，可以根據基波頻率完成電網電壓的精確跟蹤。本文以GC(s)表示比例諧振(proportional resonant,PR)控制、GD(s)表示控制系統數字延時、GP(s)表示傳遞函數。只對電壓擾動因素進行分析時，得到以下輸出電流表達式：

(2)

(3)

(4)

式中：kP為比例增益；kI為和諧振增益。

對于kP的參數設置，應保證系統整體阻尼比為0.707。對此，可以先設置一個很大的kI。此時，即使發生電網頻率改變，也可以達到所需的誤差衰減。但也需注意，如kI太大，也可能會引起系統發生過度超調的結果。假設電網頻率只在一個較小的范圍內變化，可將kI設置為最佳增益。把式(3)、式(4)代入式(2)中，可獲得式(5)。

(5)

根據以上結果可以發現，通過調整比例諧振PR能夠完成交流正弦信號誤差跟蹤，從而提高對電網電壓干擾信號的抵抗能力。

2.2 多內模復合控制策略

VR控制方式雖然可以達到對特定頻次交流信號實施無靜差跟蹤的效果，但采用多諧振控制器時會發生信號干擾的問題，并且存在明顯的相位滯后現象。所以考慮到數字信號處理器的性能有限，其無法大規模使用。對此，本文可以采用對RC進行重復的方式，使諧振控制過程變得更加簡單。由于微電網系統需要滿足三相四線制APF的快速響應，設計了多內模控制器。其中，比例積分(proportionel integral,PI)控制方式可以使APF系統達到更穩定的狀態，并獲得更快的響應速度；VR則可以無靜差跟蹤基頻交流分量和低次諧波，通過對RC進行充分控制的方式來達到跟蹤與控制諧波分量作用。三相四線制APF控制框圖如圖3所示。

圖3 三相四線制APF控制框圖

3 仿真分析

微電網仿真從并網時刻開始。光伏發電保持7 820 W的恒定功率，從0.4 s時將并網斷開使微電網轉變為孤島狀態。

平衡負荷時，微電網工作狀態如圖4所示。

圖4 平衡負荷時微電網工作狀態

圖4中，有功功率為15 000 W，無功功率為0。

微電網仿真分析如表1所示。

表1 微電網仿真分析

根據表1可知，電壓與電流總諧波失真(total harmonic distortion,THD)都低于1%，并沒有發生明顯畸變，呈現正弦波的特征。以上測試結果顯示，在負荷處于純阻性三相平衡狀態下時，微電網系統可以達到良好的功率平衡狀態，確保用戶獲得高質量的供電。

綜合分析圖4(a)與表1可以發現，處于并網階段的電網功率為2 185 W、光伏功率為7 820 W、儲能輸出功率為4 995 W，呈現平衡的有功功率。在0.4 s將并網開關斷開后，微電網系統轉變為從儲能系統內獲取能量，各部分依然處于平衡的有功功率運行模式。因為此時并沒有對微電網工作模式實施無縫轉換，導致有功功率發生，離網切換時會產生明顯的沖擊作用，并在之后達到一個穩態的過程。因為此時負荷都屬于阻性負荷，如果只對有功功率進行分析，則只需為微電網系統提供少量無功功率便可以確保系統并網逆變器保持正常的工作狀態，具體如圖4(b)所示。

本研究結果顯示，在負荷達到三相線性平衡的狀態時，不管微電網系統是處于孤島模式還是并網模式，均可良好運行。但是當負荷明顯畸變并處于不平衡狀態，尤其是遇到孤島模式無法獲得大電網支持時，微電網系統會產生明顯畸變電流而引起節點電壓發生較大程度畸變。此時，需要通過三相四線制APF實施諧波治理，以獲得穩定的正弦波，從而保證微電網的正常工作。

4 結論

由于微電網系統需要滿足三相四線制APF的快速響應，設計了多內模控制器，并通過對RC進行充分控制的方式達到跟蹤與控制諧波分量的目的。

經測試電壓與電流THD都低于1%，并沒有發生明顯畸變，呈現正弦波的特征。以上測試結果顯示，在負荷處于純阻性三相平衡狀態下時，微電網系統可以達到良好的功率平衡狀態，確保用戶獲得高質量的電能。